Всім хороші потужні польові транзистори MOSFET, крім одного маленького нюансу, підключити їх безпосередньо до висновків мікроконтролера найчастіше виявляється неможливо.

Це, по-перше, пов'язано з тим, що допустимі струмидля мікроконтролерних висновків рідко перевищують 20 мА, а дуже швидких перемикань MOSFET-ів (з хорошими фронтами), коли потрібно дуже швидко заряджати або розряджати затвор (який завжди має деяку ємність), потрібні струми на порядок більше.

І, по-друге, харчування контролера зазвичай становить 3 або 5 Вольт, що в принципі дозволяє керувати безпосередньо лише невеликим класом полевиків (які називають logic level - з логічним рівнем управління). А враховуючи, що зазвичай живлення контролера та живлення решти схеми має загальний мінусовий провід, цей клас скорочується виключно до N-канальних logic level-польовиків.

Одним із виходів у цій ситуації є використання спеціальних мікросхем — драйверів, які якраз і призначені для того, щоб тягати через затвори полевиків великі струми. Однак і такий варіант не позбавлений недоліків. По-перше, драйвери далеко не завжди є в наявності в магазинах, а по-друге, вони досить дорогі.

У зв'язку з цим виникла думка зробити простий, бюджетний драйвер на розсипусі, який можна було б використовувати для управління як N-канальними, так і P-канальними польовиками в будь-яких низьковольтних схемах, скажімо вольт до 20. Ну, добре у мене, як у справжнього радіохламера, навалом будь-якого електронного мотлоху, тому після серії експериментів народилася ось така схема:

1. R 1 =2,2 кОм, R 2 =100 Ом, R 3 =1,5 кОм, R 4 =47 Ом
2. D 1 — діод 1N4148 (скляне барило)
3. T 1 , T 2 , T 3 - транзистори KST2222A (SOT-23, маркування 1P)
4. T 4 - транзистор BC807 (SOT-23, маркування 5C)

Місткість між Vcc і Out символізує підключення P-канального польовика, ємність між Out та Gnd символізує підключення N-канального польовика (ємності затворів цих польовиків).

Пунктиром схема розділена на два каскади (I та II). При цьому перший каскад працює як підсилювач потужності, а другий каскад як підсилювач струму. Докладно роботу схеми описано нижче.

Отже. Якщо на вході In з'являється високий рівеньсигналу, то транзистор T1 відкривається, транзистор T2 закривається (оскільки потенціал з його базі падає нижче потенціалу на емітері). В результаті транзистор T3 закривається, а транзистор T4 відкривається і через нього відбувається перезаряд ємності затвора підключеного польовика. (Струм бази транзистора T4 тече шляхом Е T4 ->Б T4 ->D1->T1->R2->Gnd).

Якщо на вході In з'являється низький рівень сигналу, все відбувається навпаки, — транзистор T1 закривається, у результаті зростає потенціал бази транзистора T2 і він відкривається. Це, у свою чергу, призводить до відкриття транзистора T3 та закриття транзистора T4. Перезаряд ємності затвора підключеного польовика відбувається через відкритий транзистор T3. (Струм бази транзистора T3 тече шляхом Vcc->T2->R4->Б T3 ->Е T3).

Ось загалом і весь опис, але деякі моменти, напевно, потребують додаткового пояснення.

По-перше, навіщо потрібні транзистор T2 і діод D1 у першому каскаді? Тут все дуже просто. Я не дарма вище написав шляхи протікання струмів бази вихідних транзисторів для різних станівсхеми. Подивіться на них ще раз і уявіть, що було б, якби не було транзистора T2 з обв'язкою. Транзистор T4 відмикався б у цьому випадку великим струмом (мається на увазі струм бази транзистора), що протікає з виходу Out через відкритий T1 і R2, а транзистор T3 відмикався б маленьким струмом, що протікає через резистор R3. Це призвело б до сильно затягнутого переднього фронту вихідних імпульсів.

Ну і по-друге, напевно, багатьох зацікавить, навіщо потрібні резистори R2 і R4. Їх я встромив для того, щоб хоч трохи обмежити піковий струм через бази вихідних транзисторів, а також остаточно підрівняти передній та задній фронти імпульсів.

Зібраний пристрій має такий вигляд:

Розведення драйвера зроблено під smd-компоненти, причому таким чином, щоб його можна було легко підключати до основної плати пристрою (у вертикальному положенні). Тобто на основній платі у нас може бути розлучений напівміст, або ще щось, а вже в цю плату залишиться тільки вертикально встромити в потрібних місцяхплати драйверів.

Розведення має деякі особливості. Для радикального зменшення розмірів плати довелося злегка неправильно зробити розведення транзистора T4. Його перед припаювання на плату потрібно перевернути обличчям (маркуванням) вниз і вигнути ніжки в зворотний бік(До плати).

Як бачите, тривалості фронтів практично не залежать від рівня напруги живлення і складають трохи більше 100 нс. На мою думку, досить непогано для такої бюджетної конструкції.

Драйвери польових транзисторів

Драйвери MOSFET- та IGBT-транзисторів - пристрої для управління потужними напівпровідниковими приладами у вихідних каскадах перетворювачів електричної енергії. Вони використовуються як проміжна ланка між схемою управління (контролером або цифровим сигнальним процесором) та потужними виконавчими елементами.

Етапи розвитку енергетичної (силової) електроніки визначаються досягненнями у технологіях силових ключів та їх схем управління. Домінуючим напрямом в енергетичній електроніці є підвищення робочих частот конверторів, що входять до складу імпульсних джерел живлення. Перетворення електроенергії на вищих частотах дозволяє покращити питомі масогабаритні характеристики імпульсних трансформаторів, конденсаторів та дроселів фільтрів. Динамічні та статичні параметри силових приладів постійно покращуються, але потужними ключами треба ще й ефективно керувати. Для збалансованої взаємодії між схемою, що управляє, і вихідними каскадами і призначені потужні високошвидкісні драйвери MOSFET- і IGBT-транзисторів. Драйвери мають високі вихідні струми (до 9 А), малі тривалості фронту, спаду, затримки та інші цікаві відмінні особливості. Класифікація драйверів наведено малюнку 2.15.

Малюнок 2.15 -Класифікація драйверів

Драйвер повинен мати принаймні один зовнішній висновок(у двотактних схемахдва), що відноситься до обов'язкових. Він може бути як попереднім імпульсним підсилювачем, так безпосередньо ключовим елементомв складі імпульсного джерелаживлення.

Як керований прилад в силових схемах різного призначенняможуть застосовуватися біполярні транзистори, МОП – транзистори та прилади тригерного типу (тиристори, симістори). Вимоги до драйвера, що здійснює оптимальне управління в кожному з цих випадків різні. Драйвер біполярного транзистораповинен керувати струмом бази при включенні та забезпечувати розсмоктування неосновних носіїв у базі на етапі вимкнення. Максимальні значення струму управління мало відрізняються від усереднених на відповідному інтервалі. МОП – транзистор управляється напругою, проте на початку інтервалів увімкнення та вимкнення драйвер повинен пропускати великі імпульсні струми заряду та розряду ємностей приладу. Прилади тригерного типу вимагають формування короткого імпульсу струму тільки на початку інтервалу включення, оскільки вимикання (комутація) у найбільш поширених приладів відбувається по основним, а не керуючим електродам. Всім цим вимогам у тому чи іншою мірою повинні задовольняти відповідні драйвери.

На рисунках 2.16…2.18 представлені типові схемивключення біполярного та польового МОП – транзисторів з використанням одного транзистора у драйвері. Це звані схеми з пасивним виключенням силового транзистора. Як видно з малюнка, структурою драйвера схеми ці цілком ідентичні, що дозволяє використовувати одні й ті ж схеми для управління транзисторами обох типів. І тут розсмоктування носіїв, накопичених у структурі транзистора, відбувається через пасивний елемент – зовнішній резистор. Опір його, що шунтує керуючий перехід не тільки при вимкненні, але і на інтервалі включення, не може бути вибрано занадто малим, що обмежує швидкість розсмоктування заряду.

Для збільшення швидкодії транзистора та створення високочастотних ключів необхідно зменшити опір ланцюга скидання заряду. Це здійснюється за допомогою транзистора скидання, що включається лише на інтервалі паузи. Відповідні схеми управління біполярним та МОП – транзисторами представлені малюнку 2.17.

В даний час як силові ключі великої і середньої потужності застосовуються в основному MOSFET і IGBT транзистори. Якщо розглядати ці транзистори як навантаження для схеми їх управління, то вони є конденсаторами з ємністю в тисячі пікофарад. Для відкриття транзистора, цю ємність необхідно зарядити, а при закриванні - розрядити, і якнайшвидше. Зробити це потрібно не лише для того, щоб ваш транзистор встигав працювати на високих частотах. Чим вище напруга на затворі транзистора, тим менше опору каналу у MOSFET або менше напруга насичення колектор-емітер у транзисторів IGBT. Порогове значення напруги відкриття транзисторів зазвичай становить 2 - 4 вольти, а максимальне при якому транзистор повністю відкритий 10-15 вольт. Тому слід подавати напругу 10-15 вольт. Але навіть у такому разі ємність затвора заряджається не відразу і якийсь час транзистор працює на нелінійній ділянці своєї характеристики з великим опором каналу, що призводить до великого падіння напруги на транзисторі та його надмірного нагрівання. Це так званий вияв ефекту Міллера.

Для того щоб ємність затвора швидко зарядилася і транзистор відкрився, необхідно, щоб ваша схема управління могла забезпечити якомога більший струм заряду транзистора. Місткість затвора транзистора можна дізнатися з паспортних даних на виріб і при розрахунку слід прийняти Свх = Сiss.

Наприклад візьмемо MOSFET – транзистор IRF740. Він має наступні характеристики, що нас цікавлять:

Час відкриття (Rise Time - Tr) = 27 (нс)

Час закриття (Fall Time - Tf) = 24 (нс)

Вхідна ємність (Input Capacitance - Сiss) = 1400 (пФ)

Максимальний струмвідкриття транзистора розрахуємо як:

Максимальний струм закриття транзистора визначимо за тим самим принципом:

Оскільки зазвичай ми використовуємо для живлення схеми управління 12 вольт, то струмообмежуючий резистор визначимо використовуючи закон Ома.

Тобто, резистор Rg=20 Ом, згідно зі стандартним рядом Е24.

Зауважте, що керувати таким транзистором безпосередньо від контролера не вийде, введу те, що максимальна напруга, Що може забезпечити контролер, буде в межах 5 вольт, а максимальний струм в межах 50 мА. Вихід контролера буде перевантажений, а на транзисторі буде проявлятися ефект Міллера, і ваша схема дуже швидко вийде з ладу, тому що хтось або контролер або транзистор перегріються раніше.
Тому потрібно правильно підібрати драйвер.
Драйвер є підсилювачем потужності імпульсів і призначений для управління силовими ключами. Драйвери бувають верхнього і нижнього ключів окремо, або об'єднані в один корпус драйвер верхнього і нижнього ключа, наприклад, такі як IR2110 або IR2113.
Виходячи з інформації, викладеної вище, нам необхідно підібрати драйвер, здатний підтримувати струм затвора транзистора Ig = 622 мА.
Таким чином, нам підійде драйвер IR2011, здатний підтримувати струм затвора Ig = 1000 мА.

Також необхідно врахувати максимальну напругу навантаження, яке комутуватимуть ключі. У даному випадкувоно дорівнює 200 вольт.
Наступним, дуже важливим параметромє швидкість замикання. Це дозволяє усунути протікання наскрізних струмів у двотактних схемах, зображеної на малюнку нижче, що викликають втрати та перегрів.

Якщо ви уважно читали початок статті, то за паспортними даними транзистора видно, що час закриття має бути меншим від часу відкриття і відповідно струм замикання вище струму відкриття If>Ir. Забезпечити більший струм закриття можна зменшивши опір Rg, але тоді також збільшиться і струм відкриття, це вплине на величину комутаційного сплеску напруги при виключенні, що залежить від швидкості спаду струму di/dt. З цього погляду підвищення швидкості комутації є більшою мірою негативним фактором, що знижує надійність роботи пристрою.

В такому випадку скористаємося чудовою властивістю напівпровідників, пропускати струм в одному напрямку, і встановимо в ланцюзі затвора діод, який пропускатиме струм замикання транзистора If.

Таким чином, струм, що відпирає Ir буде протікати через резистор R1, а замикаючий струм If - через діод VD1, а так як опір p - n переходу діода набагато менше, ніж опір резистора R1, то і If>Ir. Для того, щоб струм замикання не перевищував свого значення, послідовно з діодом включимо резистор, опір якого визначимо нехтуючи опором діода у відкритому стані.

Візьмемо найближчий менший із стандартного ряду Е24 R2=16 Ом.

Тепер розглянемо, що означає назва драйвера верхнього і драйвера нижнього ключа.
Відомо, що MOSFET і IGBT транзистори управляються напругою, а саме напругою затвор-витік (Gate-Source) Ugs.
Що ж таке верхній та нижній ключ? На малюнку нижче наведено схему напівмосту. Дана схема містить верхній та нижній ключі, VT1 та VT2 відповідно. Верхній ключ VT1 підключений стоком до плюсу живлення Vcc, а початком до навантаження і повинен відкриватися напругою доданою щодо витоку. Нижній ключ, стоком підключається до навантаження, а витоком до мінусу живлення (землі), і повинен відкриватися напругою, прикладеним щодо землі.

І якщо з нижнім ключем все гранично ясно, подав на нього 12 вольт – він відкрився, подав на нього 0 вольт – він закрився, то для верхнього ключа потрібна спеціальна схема, яка відкриватиме його щодо напруги на початку транзистора. Таку схему вже реалізовано всередині драйвера. Все що нам потрібно, це додати до драйвера бустрептну ємність С2, яка заряджатиметься напругою живлення драйвера, але щодо початку транзистора, як це зображено на малюнку нижче. Саме цією напругою і відпиратиметься верхній ключ.

Ця схема цілком працездатна, але використання бустрептної ємності дозволяє їй працювати у вузьких діапазонах. Ця ємність заряджається, коли відкритий нижній транзистор і не може бути занадто великий, якщо схема повинна працювати на високих частотах, і так само не може бути надто маленькою при роботі на низьких частотах. Тобто при такому виконанні ми не можемо тримати верхній ключ нескінченно відкритим, він закриється відразу після того, як розрядиться конденсатор С2, якщо ж використовувати більшу ємність, то вона може не встигнути перезарядитися до наступного періоду роботи транзистора.
Ми неодноразово стикалися з цією проблемою і дуже часто доводилося експериментувати з підбором бустрептної ємності при зміні частоти комутації або алгоритму роботи схеми. Проблему вирішили згодом і дуже просто, найнадійнішим і «майже» дешевим способом. Вивчаючи Technical Reference до DMC1500, нас зацікавило призначення роз'єму Р8.

Почитавши уважно мануал і добре розібравшись у схемі приводу, виявилося, що це роз'єм для підключення окремого, гальванічно розв'язаного живлення. Мінус джерела живлення ми підключаємо до початку верхнього ключа, а плюс до входу драйвера Vb і плюсової ніжки бустрептної ємності. Таким чином, конденсатор постійно заряджається, за рахунок чого з'являється можливість тримати верхній ключ відкритим на стільки довго, скільки це необхідно, незалежно від стану нижнього ключа. Дане доповнення схеми дозволяє реалізувати будь-який алгоритм комутації ключів.
Як джерело живлення для заряду бустрептної ємності можна використовувати як звичайний трансформатор з випрямлячем та фільтром, так і DC-DC конвертер.

Стаття присвячена розробкам ТОВ «Електрум АВ» для промислового застосування за своїми характеристиками аналогічним модульним приладам виробництва Semikron та CT Concept.

Сучасні концепції розвитку силової електроніки, Рівень технологічного базису сучасної мікроелектроніки зумовлюють активний розвиток систем, побудованих на IGBT-приладах різної конфігурації та потужності. У державній програмі «Національна технологічна база» цьому напрямку присвячені дві роботи з освоєння серії IGBT-модулів середньої потужності на підприємстві «Контур» (м.Чебоксари) та серії IGBT-модулів великої потужності на підприємстві «Кремній» (м.Брянськ). У той же час застосування та розвиток систем на IGBT-модулях обмежується відсутністю вітчизняних драйверних пристроїв для керування затворами IGBT. Ця проблема також актуальна для потужних польових транзисторів, що використовуються у перетворювальних системах із напругою до 200 В.

В даний час на російському "електронному" ринку пристрої управління потужними польовими та IGBT-транзисторами представлені фірмами Agilent Technologies, IR, Powerex, Semikron, CT Concept. Вироби IR та Agilent містять лише пристрій формування сигналів управління за злодієм транзистора та захисні схеми та вимагають у разі роботи з транзисторами великої потужності або на більших частотахдля свого застосування додаткові елементи: DC/DC-перетворювач необхідної потужності для формування напруг живлення вихідних каскадів, потужних зовнішніх вихідних каскадів для формування сигналів управління затворами з необхідною крутістю фронтів, захисних елементів (стабілітронів, діодів і т.д.), елементів сполучення системи управління (вхідна логіка, формування діаграми управління напівмостовими приладами, оптично розв'язані статусні сигнали стану керованого транзистора, напруги живлення і т.д.). Вироби фірми Powerex також потребують DC/DC-перетворювача, а для узгодження з ТТЛ, КМОП та ВОЛЗ потрібні додаткові зовнішні елементи. Також відсутні необхідні статусні сигнали із гальванічною розв'язкою.

Найбільш функціонально повними є драйвери фірм Semikron (серії SKHI) та CT Concept (типів Standart або SCALE). Драйвери CT Concept серії Standart та драйвери SKHI виконані у вигляді друкованих плат з роз'ємами для підключення до системи керування та керованим транзисторам із встановленими на них необхідними елементами та з можливістю встановлення настроювальних елементів споживачем. За своїми функціональними та параметричними особливостями вироби близькі.

Номенклатура драйверів SKHI наведена у таблиці 1.

Таблиця 1. Номенклатура драйверів SKHI

Драйвери SCALE фірми CT Concept виконані на основі базової гібридної збірки і включають основні елементи для управління потужними польовими або транзисторами IGBT, які змонтовані на друкованій платі, з можливістю встановлення необхідних настроювальних елементів. Плата оснащена також необхідними роз'ємами та гніздами.

Номенклатура базових гібридних складання драйверів SCALE фірми CT Concept наведена в таблиці 2.

Драйверні пристрої виробництва «Електрум АВ» є повністю закінченими, функціонально повними пристроями, що містять усі необхідні елементидля керування затворами потужних транзисторів, забезпечуючи необхідні рівніузгодження струмових та потенційних сигналів, тривалостей фронтів та затримок, а також необхідні рівні захисту керованих транзисторів при небезпечних рівняхнапруги насичення (струмове навантаження або КЗ) та недостатній напрузі на затворі. Застосовувані DC/DC-перетворювачі та транзисторні вихідні каскади мають необхідними потужностямидля забезпечення перемикання керованих транзисторів будь-якої потужності із достатньою швидкістю, що забезпечує мінімальні втрати комутації. Перетворювачі DC/DC та оптронні розв'язки мають достатні рівні гальванічної ізоляції для застосування у високовольтних системах.

Таблиця 2. Номенклатура базових гібридних складання драйверів SCALE фірми CT Concept

У цій статті будуть представлені прилади МД115, МД150, МД180 (МД115П, МД150П, МД180П) для управління одиночними транзисторами, а також МД215, МД250, МД280 (МД215П, МД250П, МД250П, МД250П, МД250П).

Модуль драйвера одноканального IGBT та потужних польових транзисторів: МД115, МД150, МД180, МД115П, МД150П, ІД180П

Модуль драйвера МД115, МД150, МД180, МД115П, МД150П, МД180П – гібридна інтегральна схемадля керування IGBT та потужними польовими транзисторами, у тому числі й у разі їхнього паралельного включення. Модуль забезпечує узгодження за рівнями струмів та напруг з більшістю IGBT та потужних польових транзисторів з гранично допустимою напругою до 1700 В, захист від навантаження або КЗ, від недостатнього рівня напруги на затворі транзистора. Драйвер формує сигнал «аварія» у разі порушення режиму роботи транзистора. За допомогою зовнішніх елементіврежим роботи драйвера налаштовується для оптимального управління різними типамитранзисторів. Драйвер може використовуватися для керування транзисторами з «кельвінівськими» виходами або контролю струму за допомогою струмочутливого резистора. Прилади МД115П, МД150П МД180П містять вбудований DC/DC-перетворювач для живлення вихідних каскадів драйвера. Для приладів МД115, МД150, МД180 потрібне зовнішнє ізольоване джерело живлення.

Призначення висновків

1 - "аварія +" 2 - "аварія -" 3 - "вхід +" 4 - "вхід -" 5 - "U піт +" (тільки для моделей з індексом "П") 6 - "U піт -" (тільки для моделей з індексом "П") 7 - "Загальний" 8 - "+Е піт" 9 - "вихід" - управління затвором транзистора 10 - "-Е піт" 11 - "напр" - вхід контролю напруги насичення керованого транзистора 12 - «струм» - вхід контролю струму, що протікає через керований транзистор

Модулі драйвера двоканального IGBT та потужних польових транзисторів IA215, IA250, IA280, IA215I, IA250I, IA280I

Модулі драйвера МД215, МД250, МД280, МД215П, МД250П, МД280П - гібридна інтегральна схема для управління IGBT та потужними польовими транзисторами по двох каналах, як незалежно, так і в напівмостовому включенні, у тому числі при паралельному включеннітранзисторів. Драйвер забезпечує узгодження за рівнями струмів і напруг з більшістю IGBT та потужних польових транзисторів із гранично допустимою напругоюдо 1700, захист від перевантажень або КЗ, недостатнього рівня напруги на затворі транзистора. Входи драйвера мають гальванічну розв'язку від силової частини з напругою ізоляції 4 кВ. Драйвер містить внутрішні DC/DC-перетворювачі, що формують необхідні рівні для керування транзисторами затворами. Прилад формує необхідні статусні сигнали, що характеризують режим роботи транзисторів, а також наявність живлення. За допомогою зовнішніх елементів режим роботи драйвера налаштовується для оптимального керування різними типами транзисторів.

Таблиця 4. Позначення висновків модуля драйвера двоканального IGBT та потужних польових транзисторів

Прилади обох типів МД1ХХХ і МД2ХХХ забезпечують формування сигналів управління затворами транзисторів з регульованою роздільно величиною зарядного і розрядного струмів, з необхідними динамічними параметрами, забезпечують контроль напруг і захист транзисторів затворів у разі недостатньої або надмірної напруги на них. Обидва типи приладів контролюють напругу насичення керованого транзистора і виробляють плавне аварійне відключення навантаження в критичних ситуаціях, формуючи сигнал оптронної розв'язкою, що сигналізує про це. На додаток до цих функцій прилади серії МД1ХХХ володіють можливістю контролю струму через керований транзистор за допомогою зовнішнього резистора - «шунта». Такі резистори, що володіють опорами від 0,1 до декількох мОм і потужностями в десятки і сотні Вт, виконані на керамічних підставах у вигляді смуг ніхрому або манганіну точної геометрії з припасуванням номіналу, також розроблені ТОВ «Електрум АВ». Більше детальну інформаціюпро них можна знайти на сайті www.orel.ru/voloshin.

Таблиця 5. Основні електричні параметри

Пропоновані драйвери дозволяють керувати транзисторами з високою частотою(До 100 кГц), що дозволяє домагатися дуже високих ефективностей перетворювальних процесів.

Прилади серії МД2ХХХ мають вбудований блок вхідної логіки, що дозволяє управляти сигналами з різною величиною від 3 до 15 В (КМОП) і стандартними ТТЛ-рівнями, забезпечуючи при цьому ідентичний рівень сигналів керування затворами транзисторів і формуючи тривалість затримки зовнішніх конденсаторів, що налаштовується за допомогою зовнішніх конденсаторів нижнього плеча напівмосту, що дозволяє забезпечити відсутність наскрізних струмів.

Особливості застосування драйверів на прикладі пристрою МД2ХХХ

Короткий огляд

Модулі драйвера МД215, МД250, МД280, МД215П, МД250П, МД280П – універсальні модулі управління, призначені для перемикання IGBT та потужних польових транзисторів.

Всі типи МД2ХХХ мають взаємно сумісні контакти та відрізняються лише рівнем максимального імпульсного струму.

Типи МД з вищими потужностями - МД250, МД280, МД250П, МД280П добре підходять для більшості модулів або кількох паралельно з'єднаних транзисторів, що використовуються на високих частотах.

Модулі драйвера ряду МД2ХХХ є повне рішенняпроблем управління та захисту для IGBT та потужних польових транзисторів. Фактично ніякі додаткові компонентине потрібні ні у вхідній, ні у вихідній частині.

Дія

Модулі драйвера МД215, МД250, МД280, МД215П, МД250П, МД280П для кожного з двох каналів містять:

• вхідну схему, що забезпечує узгодження рівнів сигналів та захисну затримку перемикання;
• електричну ізоляцію між вхідною схемою та силовою (вихідною) частиною;
• схему керування затвором транзистора; на відкритому транзисторі;
• схему контролю рівня напруги живлення силової частини драйвера;
• підсилювач потужності;
• захист від викидів напруги у вихідній частині драйвера;
• електрично ізольоване джерело напруги - конвертер DC//DC (тільки для модулів з індексом П)

Обидва канали драйвера працюють незалежно один від одного.

Завдяки електричній ізоляції, що здійснюється за допомогою трансформаторів і оптронів (піддаються випробувальному напрузі 2650 В змінної напруги частотою 50 Гц протягом 1 хв.) між вхідною схемою та силовою частиною, а також надзвичайно високою швидкістю наростання напруги - 30 кВ/мкс, модулі драйверів у схемах з великими потенційними напругами та великими потенційними стрибками, що відбуваються між силовою частиною та схемою контролю (управління).

Дуже короткі часи затримки драйверів ряду МД2ХХХ дозволяють використовувати їх у високочастотних джерелах живлення, високочастотних конвертерах та конвертерах резонансу. Завдяки надзвичайно коротким часом затримки вони гарантують безаварійну роботу під час керування мостом.

Одна з основних функцій драйверів ряду МД2ХХХ – гарантія надійного захистукерованих силових транзисторів від короткого замиканнята навантаження. Аварійний стан транзистора визначається за допомогою напруги на колекторі силового транзистора у відкритому стані. Якщо перевищений поріг, визначений користувачем, силовий транзистор вимикається і залишається заблокованим до закінчення активного рівня сигналу на вході. Після цього транзистор може бути знову включений подачею активного рівня на вхід, що управляє. Ця концепція захисту широко використовується для надійного захисту транзисторів IGBT.

Функціональне призначення висновків

Висновки 14 (ВХ1 "+"), 13 (ВХ1 "-")

Висновки 13 та 14 є керуючими входами драйвера. Управління здійснюється подачею ними логічних рівнів ТТЛ. Вхід Вх1 "+" є прямим, тобто при подачі на нього логічної 1 відбувається відкриття силового транзистора, а при подачі 0 - його закриття. Вхід Вх1 "-" є інверсним, тобто при подачі на нього логічної 1 відбувається закриття силового транзистора, а при подачі 1 - його відкриття. Зазвичай Вх1 "-" підключається до загального провідника вхідної частини драйвера, а по входу Вх1 "+" здійснюється управління ним. Інвертує та неінвертує включення драйвера представлено на рис.10.

У таблиці 6 наведено діаграму стану одного каналу драйвера.

Електрична ізоляція між вхідною та вихідною частиною драйвера на цих висновках здійснюється за допомогою оптронів. Завдяки їх застосуванню виключається можливість впливу перехідних процесів, що виникають на силовому транзисторі, на схему управління.

Таблиця 6. Діаграма станів одного каналу драйвера

Вхідна схема має вбудований захист, що виключає відкриття обох силових транзисторів напівмосту одночасно. Якщо на керуючі входи обох каналів подати активний сигнал керування, то відбудеться блокування схеми, і обидва силових транзистора будуть закриті.

Модулі драйвера повинні розташовуватись якомога ближче до силових транзисторів і з'єднуватися з ними максимально короткими провідниками. Входи Вх1 "+" і Вх1 "-" можуть бути з'єднані зі схемою управління та контролю провідниками довжиною до 25 см.

Причому провідники мають іти паралельно. Крім того, входи Вх1 "+" і Вх1 "-" можна з'єднати зі схемою управління та контролю за допомогою крученої пари. Загальний провідник до вхідний схемоюповинен завжди підводитись окремо для обох каналів для забезпечення надійної передачі керуючих імпульсів.

Беручи до уваги, що надійна передача імпульсів керуючих відбувається у випадку дуже довгого імпульсу, то повна конфігурація повинна бути перевірена у разі мінімально короткого керуючого імпульсу.

Висновок 12 (СТ «+Е піт»)

Висновок 12 є статусним виходом, що підтверджує наявність живлення (+18) на вихідний (силовий) частини драйвера. Він зібраний за схемою із відкритим колектором. При нормальній роботідрайвера (наявність живлення та достатньому його рівні) статусний висновок з'єднується із загальним висновком керуючої схеми за допомогою відкритого транзистора. Якщо цей статусний висновок підключити за схемою, представленою на рис.11, аварійної ситуації буде відповідати високий рівень напруги на ньому (+5 В). Нормальній роботі драйвера відповідатиме низький рівень напруги на цьому статусному висновку. Типове значення струму через статусний висновок відповідає 10 мА, отже, номінал резистора R розраховується за формулою R =U/0,01,

де U - напруга живлення. При зниженні напруги живлення нижче 12 відбувається вимкнення силового транзистора і блокування роботи драйвера.

Висновок 11 (Дз)

До висновку 11 підключається додатковий конденсатор, що збільшує час затримки між вхідним та вихідним імпульсом tвкл драйвері. За умовчанням (без додаткового конденсатора) цей час дорівнює 1 мкс, завдяки чому на імпульси коротше 1 мкс драйвер не реагує (захист від імпульсних перешкод). Основним призначенням цієї затримки є виключення виникнення наскрізних струмів, що виникають у напівмостах. Наскрізні струми викликають розігрів силових транзисторів, спрацювання аварійного захисту, збільшують споживаний струм, погіршують ККД схеми. Завдяки введенню цієї затримки обома каналами драйвера, навантаженого на півміст, можна керувати одним сигналом у формі меандра.

Наприклад, модуль 2MBI 150 має затримку вимкнення 3 мкс, отже, щоб виключити виникнення наскрізних струмів в модулі при спільному управлінніканалами потрібно поставити додаткову ємність не менше 1200 пФ на обидва канали.

Для зниження впливу довкілля на час затримки необхідно вибирати конденсатори з малим ТКЕ.

Висновок 10 (СТ)

Висновок 10 є статусним виходом аварії на силовому транзисторі першого каналу. Високому логічного рівняна виході відповідає нормальна робота драйвера, а низькому рівню- Аварія. Аварія виникає у разі перевищення напруги насичення силовим транзистором порогового рівня. Максимальний струм, який протікає по виходу, становить 8 мА.

Висновок 9 (БЛОК)

Висновок 6 є керуючим входом драйвера. При подачі на нього логічної одиниці відбувається блокування роботи драйвера і подача напруги, що замикає, на силові транзистори. Вхід блокування є спільним для обох каналів. Для нормальної роботи драйвера треба подати цей вхід логічний нуль.

Висновок 8 не використовується.

Висновки 7 (+5 В) та 6 (загальний)

Висновки 6 та 7 є входами для підключення живлення до драйвера. Живлення здійснюється від джерела потужністю 8 Вт та вихідною напругою 5 ± 0,5 В. Живлення необхідно підключити до драйвера провідниками невеликої довжини (для зменшення втрат та збільшення перешкодозахищеності). У випадку, якщо з'єднуючі провідники мають довжину більше 25 см, необхідно між ними якомога ближче до драйвера ставити перешкодні ємності (керамічний конденсатор ємністю 0,1 мкФ).

Висновок 15 (ІЧ)

Висновок 15 (вимірювальний колектор) підключається до колектора транзистора силового. Через нього здійснюється контроль напруги на відкритому транзисторі. У разі КЗ або навантаження напруга на відкритому транзисторі різко зростає. При перевищенні колектора транзистора порогового значення напруги відбувається замикання силового транзистора і спрацьовує статус аварії СТ. Тимчасові діаграми процесів, які у драйвері під час спрацьовування захисту, наведено на рис.7. Поріг спрацьовування захисту можна знизити підключенням послідовно з'єднаних між собою діодів, причому гранична величина напруги насичення U нас. пор.=7 -n U пр.VD , де n - кількість діодів, U пр.VD - падіння напруги на відкритому діоді. У разі, якщо живлення силового транзистора здійснюється від джерела 1700, необхідно встановити додатковий діод напругою пробою не нижче 1000 В. Катод діода підключається до колектора силового транзистора. Час спрацьовування захисту можна регулювати за допомогою виводу 16-ІК1.

Висновок 16 (ІК1)

Висновок 16 (вимірювальний колектор) на відміну висновку 15 не має вбудованого діода і обмежувального резистора. Він необхідний для підключення конденсатора, який визначає час спрацьовування захисту напруги насичення на відкритому транзисторі. Ця затримка необхідна у тому, щоб виключити впливом геть схему перешкоди. Завдяки підключенню конденсатора час спрацьовування захисту збільшується пропорційно до ємності t блокування =4 С U нас. пор., де C - ємність конденсатора, пФ. Цей час підсумовується з часом внутрішньої затримки драйвера t викл (10%) = 3 мкс. За замовчуванням драйвер стоїть ємність С = 100 пФ, отже, затримка спрацьовування захисту становить t = 4100 6,3 + t викл (10%) = 5,5 мкс. У разі потреби цей час можна збільшувати, підключаючи ємність між 16 виведенням та загальним проводом живлення силової частини.

Висновки 17 (вих.2) та 18 (вих.1)

Висновки 17 та 18 є виходами драйвера. Вони призначені для підключення силових транзисторів та регулювання часу їх увімкнення. За висновком 17 (вих.2) відбувається подача позитивного потенціалу (+18) на затвор керованого модуля, а з висновку 18 (вих.1) - негативного потенціалу (-5 В). У разі необхідності забезпечення крутих фронтів управління (порядку 1 мкс) та невеликої потужності навантаження (два модулі 2MBI 150, включених паралельно) допустимо пряме з'єднанняцих виходів із керуючими висновками модулів. Якщо потрібно затягнути фронти або обмежити струм управління (у разі великого навантаження), модулі необхідно підключати до висновків 17 і 18 через резистори, що обмежують.

У разі перевищення напруги насичення порогового рівня відбувається плавне захисне зниження напруги на затворі керуючого транзистора. Час зниження напруги на затворі транзистора рівня 90%t вимк (90%)=0,5мкс, рівня 10%t вимк(10%)=3 мкс. Плавне зниження вихідної напруги необхідно для того, щоб унеможливити виникнення стрибка напруги.

Висновки 19 (–E піт), 20 (Загальн.) та 21 (+E піт)

Висновки 19, 20 та 21 є виходами живлення силової частини драйвера. На ці висновки надходить напруга із DC/DC-перетворювача драйвера. У разі використання драйверів типу МД215, МД250, МД280 без убудованих DC/DC-конверторів сюди підключаються зовнішні джерелаживлення: 19 висновок -5 В, 20 висновок - загальний, 21 висновок +18 на струм до 0,2 А.

Розрахунок та вибір драйвера

Вихідними даними для розрахунку є вхідна ємність модуля С вх або еквівалентний заряд Q вх вхідний опірмодуля R вх, розмах напруги на вході модуля.U = 30 (наводяться в довідкової інформаціїза модулем), максимальна робоча частота, де працює модуль f max.

Необхідно знайти імпульсний струм, що протікає через керуючий вхід модуля Imax, максимальну потужність DC/DC-перетворювача P.

На рис.16 наведено еквівалентну схему входу модуля, яка складається з ємності затвора і обмежуючого резистора.

Якщо вихідних даних заданий заряд Q вх, необхідно перерахувати їх у еквівалентну вхідну ємність C вх =Q вх /D U.

Реактивна потужність, що виділяється на вхідній ємності модуля, розраховується за формулою Рс = f Q вх D U. Загальна потужність DC/DC-перетворювача драйвера Р складається з потужності, що споживається вихідним каскадом драйвера Рвых, і реактивної потужності, що виділяється на вхідній ємності модуля Рс: Р = Р вих + Рс.

Робоча частота та розмах напруги на вході модуля при розрахунках взяті максимальними, отже, отримано максимально можливу при нормальній роботі драйвера потужність DC/DC-перетворювача.

Знаючи опір обмежуючого резистора R, можна знайти імпульсний струм, що протікає через драйвер: I max = D U/R.

За результатами розрахунків можна зробити вибір найбільш оптимального драйвера, необхідного для керування силовим модулем.