Человек - аналоговое устройство с точки зрения средств коммуникаций, которыми он располагает. Элементы цифровой техники можно обнаружить лишь на глазном дне .
Существует множество различных видов модуляции. Исторически первыми появились аналоговые способы модуляции: амплитудная, частотная, фазовая и различные их комбинации. Это было связано с технологической простотой их реализации. Цифровые методы стали использоваться лишь около 50 лет назад.
Для преобразования частот используется перемножение сигналов. Пусть мы имеем два синусоидальных сигнала: и 
. Из тригонометрии известно, что
| (1.3) |
Это означает, что в результате перемножения вместо двух частот и мы имеем две новые частоты и с амплитудой . Если входной сигнал имеет полосу , то после перемножения с сигналом, имеющим частоту (несущая частота), получим сигнал с полосой в интервале от до . Это преобразование проиллюстрировано на рис. 1.3 ( по вертикальной оси отложена спектральная плотность сигнала ). На практике это преобразование выполняется с помощью смесителей или гетеродинов, частота называется сигналом гетеродина или несущей.
Рис. 1.3.
Получение исходного сигнала из преобразованного достигается путем обратного преобразования, которое сводится к умножению полученного сигнала на , где 
. При таком обратном преобразовании мы получим сигнал с исходным частотным диапазоном. Помимо этого будет получен сигнал с полосой от до . Так как обычно много больше , серьезных проблем это не вызывает - достаточно воспользоваться соответствующим фильтром. Этому методу обратного преобразования присущи некоторые недостатки. Если сигнал имеет фазовый сдвиг по
отношению к тому, что имел сигнал, использованный при прямом преобразовании, то амплитуда выходного сигнала будет пропорциональна .
Понятно, что при вариации фазы амплитуда будет меняться, а при станет нулевой. По
этой причине должны быть предприняты специальные меры для синхронизации этих сигналов ( передатчика и приемника).
Синхронизация передатчика и приемника в каналах коммуникаций является одной из важнейших задач .
Соотношение (1.1) используется при реализации амплитудной, частотной или фазовой модуляции. Так, в случае амплитудной модуляции, при временной вариации 
будет изменяться и амплитуда выходного сигнала ( - амплитуда несущей частоты при этом остается постоянной; при этом может также варьироваться). Форма сигнала на выходе такого преобразователя имеет вид . Для получения формы исходного сигнала на принимающей стороне используется схема детектора, на выходе которого получается сигнал, пропорциональный модулю огибающей функции входного сигнала. Существуют и другие методы демодуляции амплитудно-модулированного сигнала.
Главным недостатком метода амплитудной модуляции является возможность нелинейных искажений из-за перемодуляции (когда амплитуда модулирующего сигнала слишком велика).
При частотной и фазовой модуляции амплитуда передаваемого сигнала остается почти постоянной, что исключает нелинейные искажения, связанные с широким динамическим амплитудным диапазоном. Выходной сигнал для этого вида модуляции имеет вид , где зависит от формы преобразуемого входного сигнала. Часто используется комбинация амплитудной и фазовой модуляции, которая носит название квадратурной модуляции.
Системы передачи данных с амплитудной или частотной модуляцией являются аналоговыми системами и по этой причине весьма чувствительны к шумам на входе приемника.
Применение цифровых методов пересылки информации увеличивает вероятность корректной доставки. Если для аналоговой передачи требуется отношение "сигнал/шум" на уровне 40-60 дБ, то при цифровой передаче достаточно 10-12 дБ.
Выбор типа модуляции зависит от стоящей задачи и от характеристик канала (полосы пропускания, ослабления сигнала и т.д.). Частотная модуляция менее чувствительна к амплитудным флуктуациям сигнала. Ослабление сигнала может варьироваться во времени из-за изменений в транспортной среде, что довольно типично для коммутируемых телефонных сетей. В любом случае на передающей стороне необходим модулятор, а на принимающей - демодулятор. Так как обмен обычно двунаправлен, эти устройства объединяются в одном приборе, который называется модемом .
В модемах применимы несколько видов модуляции (Таблица 1.1).
В QAM -модуляции используется 8/16 комбинаций "амплитуда-фаза" (см. рис. 1.4). Понятно, что такой тип модуляции более уязвим для шумов .
Если имеется субъектов, которые хотят осуществлять обмен информацией в одном и том же частотном диапазоне, они должны осуществлять обмен по очереди (метод мультиплексирования по времени - TDM ) или передаваемые ими сигналы должны отличаться каким-то еще параметром помимо частоты (например, амплитудой или направлением излучения). Если это условие не выполнено, весьма вероятно искажение данных при доставке. Вы наверняка сталкивались с этим, когда за праздничным столом пытаются говорить сразу несколько человек.
| FSK | (Frequency Shift Keying) - ступенчатое переключение частоты синусоидального сигнала от к при неизменной амплитуде; частоте ставится в соответствие логический нуль, а - логическая единица |
|---|---|
| BPSK | (Binary Phase-Shift Keying) - скачкообразное переключение фазы синусоидального сигнала на при неизменной амплитуде; при этом фазе 0 ставится в соответствие логический нуль, а - логическая единица |
| DPSK | (Differential Phase Shift Keying) - метод, при котором изменяется фаза несущей частоты при постоянной амплитуде и частоте. Разновидность PSK , при которой кодируется лишь изменение сигнала |
| QAM | ( Quadrature Amplitude Modulation ) - комбинация амплитудной и фазовой модуляции, позволяет осуществить кодирование 8 бит на бод |
| QPSK | ( Quadrature Phase-Shift Keying) - квадратурная фазовая модуляция. Использует 4 фиксированных значения фазы 0, , и , требует в два раза более узкую полосу, чем PSK , и по этой причине весьма популярна |
| TCM | (Trellis mathd Modulation) - метод предполагает использование избыточности, каждый бод несет дополнительный бит, который позволяет более точно восстановить информационную битовую последовательность. При кодировании сигнала используется метод QAM . Метод реализован в современных высокоскоростных модемах и позволяет снизить требования к отношению "сигнал/ шум " на 4-5 дБ |
Рис. 1.4.
Передаваемый сигнал характеризуется большим числом параметров - частотой, фазой, амплитудой, параметрами, определяющими его пространственное распространение, уровнем шума и т.д. В случае использования широкополосного сигнала, который представляет собой суперпозицию определенного числа синусоидальных составляющих, число параметров пропорционально возрастает. Чем больше таких параметров анализируется принимающей стороной одновременно, тем большее отношение "сигнал- шум " может быть достигнуто.
Будущее за системами, анализирующими всю совокупность параметров входного сигнала. Современные мощные и относительно дешевые сигнальные процессоры создают технологическую базу для этого .
Впервые импульсно-кодовая модуляция (ИКМ) была применена для голосового сигнала в 1937 году Алеком Ривсом. Это было сделано для преодоления проблемы накопления искажений и шумов в процессе ретрансляции аналоговых сигналов. Тогда впервые было использовано стробирование с частотой 8кГц при 8-битовом аналого-цифровом преобразовании ( АЦП ). В то время еще не существовало эффективных технологических средств для реализации такой схемы.
Цифровая связь берет свое начало в 1970-х годах. Именно в это время начинается разработка больших интегральных схем оптоэлектроники. В процессе разработки ISDN -системы решались следующие проблемы.
- Требовалось создать систему, способную предоставить клиенту канал с пропускной способностью 64 Кбит/с (8 бит*8 КГц). При этом предполагалось использовать существующую проводную сеть с полосой пропускания 4 КГц. Данное ограничение не является абсолютным, но расширение полосы канала и спектра сигнала в сторону высоких частот неизбежно приводит к увеличению ослабления этой части спектра из-за омического сопротивления проводов и к увеличению перекрестных наводок между соседними скрученными парами. Замена проводов оптическим волокном, безусловно, решает проблему, но заметно удорожает систему (да и нельзя не учитывать, что провода уже существуют). Кроме того провода позволяли подвести питание к терминальному оборудованию, например к телефонному аппарату.
- Интерфейс клиента должен был предоставлять определенный спектр услуг. В частности, такой интерфейс должен позволять подключение нескольких независимых телефонных аппаратов, факсов или ЭВМ, использующих общую телефонную линию. Решение не должно было ограничивать клиенту возможность использования нескольких каналов, например двух 64 Кбит/с (В-каналы) и одного сигнального с полосой 16 Кбит/с (D-канал ISDN).
В 1984 году CCITT опубликовало рекомендации для стандартов интерфейсов и услуг ISDN ( Integrated System Digital Network ). Впервые услуги ISDN стали доступны благодаря усилиям British Telecom в июне 1985 года. В 1986 году принят стандарт Х.21. К 1988 году такие услуги стали доступны в 60 городах Великобритании. С этого времени система ISDN стала признанным международным стандартом цифровой телефонной и факсимильной связи. При этом пользователи продолжали пользоваться двухпроводными аналоговыми телефонными аппаратами.
С 1985 года Международный телекоммуникационный союз (ITU ) начал обсуждать возможность создания широкополосной версии ISDN . Сначала речь шла о полосе 45-53 Мбит/c (вместо 1,544 Мбит/с). Такой стандарт был создан в июне 1989 года. Базовыми частотами передачи, помимо упомянутых выше, были признаны 155 Мбит/с (
5. ОБЗОР ВИДОВ МОДУЛЯЦИИ
Преобразование несущего гармонического колебания (одного или нескольких его параметров) в соответствии с законом изменения передаваемой информационной последовательности называется модуляцией. При передаче цифровых сигналов в аналоговом виде оперируют понятием – манипуляция.
Способ модуляции играет основную роль в достижении максимально возможной скорости передачи информации при заданной вероятности ошибочного приема. Предельные возможности системы передачи можно оценить с помощью известной формулы Шеннона, определяющей зависимость пропускной способности С непрерывного канала с белым гауссовским шумом от используемой полосы частот F и отношения мощностей сигнала и шума Pс/Pш.
где PС - средняя мощность сигнала;
PШ - средняя мощность шума в полосе частот.
Пропускная способность определяется как верхняя граница реальной скорости передачи информации V. Приведенное выше выражение позволяет найти максимальное значение скорости передачи, которое может быть достигнуто в гауссовском канале с заданными значениями: ширины частотного диапазона, в котором осуществляется передача (DF) и отношения сигнал – шум (PС/РШ).
Вероятность ошибочного приема бита в конкретной системе передачи определяется отношением PС/РШ. Из формулы Шеннона следует, что возрастание удельной скорости передачи V/DF требует увеличения энергетических затрат (РС) на один бит. Зависимость удельной скорости передачи от отношения сигнал/шум показана на рис. 5.1.
Рисунок 5.1 – Зависимость удельной скорости передачи от отношения сигнал/шум
Любая система передачи может быть описана точкой, лежащей ниже приведенной на рисунке кривой (область В). Эту кривую часто называют границей или пределом Шеннона. Для любой точки в области В можно создать такую систему связи, вероятность ошибочного приема у которой может быть настолько малой, насколько это требуется .
Современные системы передачи данных требуют, чтобы вероятность необнаруженной ошибки была не выше величины 10-4…10-7 .
В современной цифровой технике связи наиболее распространенными являются частотная модуляция (FSK), относительная фазовая модуляция (DPSK), квадратурная фазовая модуляция (QPSK), фазовая модуляция со сдвигом (смещением), обозначаемая как O-QPSK или SQPSK, квадратурная амплитудная модуляция (QAM).
При частотной модуляции значениям «0» и «1» информационной последовательности соответствуют определенные частоты аналогового сигнала при неизменной амплитуде. Частотная модуляция весьма помехоустойчива, однако при частотной модуляции неэкономно расходуется ресурс полосы частот канала связи. Поэтому этот вид модуляции применяется в низкоскоростных протоколах, позволяющих осуществлять связь по каналам с низким отношением сигнал/шум.
При относительной фазовой модуляции в зависимости от значения информационного элемента изменяется только фаза сигнала при неизменной амплитуде и частоте. Причем каждому информационному биту ставится в соответствие не абсолютное значение фазы, а ее изменение относительно предыдущего значения.
Чаще применяется четырехфазная DPSK, или двукратная DPSK, основанная на передаче четырех сигналов, каждый из которых несет информацию о двух битах (дибите) исходной двоичной последовательности. Обычно используется два набора фаз: в зависимости от значения дибита (00, 01, 10 или 11) фаза сигнала может измениться на 0°, 90°, 180°, 270° или 45°, 135°, 225°, 315° соответственно. При этом, если число кодируемых бит более трех (8 позиций поворота фазы), резко снижается помехоустойчивость DPSK. По этой причине для высокоскоростной передачи данных DPSK не используется.
Модемы с 4-позиционной или квадратурной фазовой модуляцией используются в системах, в которых теоретическая спектральная эффективность устройств передачи BPSK (1 бит/(с·Гц)) недостаточна при имеющейся в наличии полосе частот. Различные методы демодуляции, используемые в системах BPSK, применяются также и в системах QPSK. Кроме прямого распространения методов двоичной модуляции на случай QPSK используется также 4-позиционная модуляция со сдвигом (смещением). Некоторые разновидности QPSK и BPSK приведены в табл. 5.1 .
При квадратурной амплитудной модуляции изменяется как фаза, так и амплитуда сигнала, что позволяет увеличить количество кодируемых бит и при этом существенно повысить помехоустойчивость. В настоящее время используются способы модуляции, в которых число кодируемых на одном бодовом интервале информационных бит, может достигать 8…9, а число позиций сигнала в сигнальном пространстве – 256…512.
Таблица 5.1 – Разновидности QPSK и BPSK
| Двоичная PSK | Четырехпозиционная PSK | Краткое описание |
| BPSK | QPSK | Обычные когерентные BPSK и QPSK |
| DEBPSK | DEQPSK | Обычные когерентные BPSK и QPSK с относительным кодированием и СВН |
| DBSK | DQPSK | QPSK с автокорреляционной демодуляцией (нет СВН) |
| FBPSK | BPSK или QPSK С запатентованным процессором Феера, пригодным для систем с нелинейным усилением QPSK со сдвигом (смещением) QPSK со сдвигом и относительным кодированием QPSK со сдвигом и запатентованным Феером процессорами QPSK с относительным кодированием и фазовым сдвигом на р/4 |
Квадратурное представление сигналов является удобным и достаточно универсальным средством их описания. Квадратурное представление заключается в выражении колебания линейной комбинацией двух ортогональных составляющих - синусоидальной и косинусоидальной:
S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)
где x(t) и y(t) - биполярные дискретные величины.
Такая дискретная модуляция (манипуляция) осуществляется по двум каналам на несущих, сдвинутых на 90° друг относительно друга, т.е. находящихся в квадратуре (отсюда и название представления и метода формирования сигналов).
Поясним работу квадратурной схемы (рис. 5.2) на примере формирования сигналов QPSK.
Рисунок 5.2 – Схема квадратурного модулятора
Исходная последовательность двоичных символов длительностью Т при помощи регистра сдвига разделяется на нечетные импульсы Y, которые подаются в квадратурный канал (coswt), и четные - X, поступающие в синфазный канал (sinwt). Обе последовательности импульсов поступают на входы соответствующих формирователей манипулирующих импульсов, на выходах которых образуются последовательности биполярных импульсов x(t) и y(t).
Манипулирующие импульсы имеют амплитуду и длительность 2T. Импульсы x(t) и y(t) поступают на входы канальных перемножителей, на выходах которых формируются двухфазные фазомодулированные колебания. После суммирования они образуют сигнал QPSK.
Для приведенного выше выражения для описания сигнала характерна взаимная независимость многоуровневых манипулирующих импульсов x(t), y(t) в каналах, т.е. единичному уровню в одном канале может соответствовать единичный или нулевой уровень в другом канале. В результате выходной сигнал квадратурной схемы изменяется не только по фазе, но и по амплитуде. Поскольку в каждом канале осуществляется амплитудная манипуляция, этот вид модуляции называют амплитудной квадратурной модуляцией.
Пользуясь геометрической трактовкой, каждый сигнал QAM можно изобразить вектором в сигнальном пространстве.
Отмечая только концы векторов, для сигналов QAM получаем изображение в виде сигнальной точки, координаты которой определяются значениями x(t) и y(t). Совокупность сигнальных точек образует так называемое сигнальное созвездие.
На рис. 5.3 показана структурная схема модулятора, а на рис. 5.4 – сигнальное созвездие для случая, когда x(t) и y(t) принимают значения ±1, ±3 (QAM-4).
Рисунок 5.4 – Сигнальная диаграмма QAM-4
Величины ±1, ±3 определяют уровни модуляции и имеют относительный характер. Созвездие содержит 16 сигнальных точек, каждая из которых соответствует четырем передаваемым информационным битам.
Комбинация уровней ±1, ±3, ±5 может сформировать созвездие из 36 сигнальных точек. Однако из них в протоколах ITU-T используется только 16 равномерно распределенных в сигнальном пространстве точек.
Существует несколько способов практической реализации QAM-4, наиболее распространенным из которых является так называемый способ модуляции наложением (SPM). В схеме, реализующей данный способ, используются два одинаковых QPSK (рис. 5.5).
Используя эту же методику получения QAM, можно получить схему практической реализации QAM-32 (рис.5.6).
Рисунок 5.5 – Схема модулятора QAM-16
Рисунок 5.6 – Схема модулятора QAM-32
Получение QAM-64, QAM-128 и QAM-256 происходит таким же образом. Схемы получения этих модуляций не приводятся по причине их громоздкости.
Из теории связи известно, что при равном числе точек в сигнальном созвездии спектр помехоустойчивость систем QAM и QPSK различна. При большом числе точек сигналов спектр QAM идентичен спектру сигналов QPSK. Однако сигналы системы QAM имеют лучшие характеристики, чем системы QPSK. Основная причина этого состоит в том, что расстояние между сигнальными точками в системе QPSK меньше расстояния между сигнальными точками в системе QAM.
На рис. 5.7 представлены сигнальные созвездия систем QAM-16 и QPSK-16 при одинаковой мощности сигнала. Расстояние d между соседними точками сигнального созвездия в системе QAM с L уровнями модуляции определяется выражением:
(5.3)
Аналогично для QPSK:
(5.4)
где М – число фаз.
Из приведенных выражений следует, что при увеличении значения М и одном и том же уровне мощности системы QAM предпочтительнее систем QPSK. Например, при М=16 (L = 4) dQAM = 0.47 и dQPSK = 0.396, а при М=32 (L = 6) dQAM = 0.28, dQPSK = 0.174 .
Таким образом, можно сказать, что QAM на много эффективнее по сравнению с QPSK, что позволяет использовать более многоуровневую модуляцию при одинаковом соотношении сигнал/шум. Поэтому можно сделать вывод, что характеристики QAM будут наиболее приближенными к границе Шеннона (рис.5.8) где: 1 – граница Шеннона, 2 – QAM, 3 – М-позиционная АРК, 4 – М-позиционная PSK .
Рисунок 5.8 - Зависимость спектральной эффективности различных модуляций от C/N
В общем случае М-позиционные системы QAM с линейным усилением, такие как 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM, имеют спектральную эффективность выше, чем у QPSK с линейным усилением, имеющей теоретическую предельную эффективность 2 бит/(с∙Гц).
Одной из характерных особенностей QAM является малые значения внеполосной мощности (рис. 5.9) .
Рисунок 5.9 – Энергетический спектр QAM-64
Применение многопозиционной QAM в чистом виде сопряжено с проблемой недостаточной помехоустойчивости. Поэтому во всех современных высокоскоростных протоколах QAM используется совместно с решетчатым кодированием (ТСМ). Сигнальное созвездие ТСМ содержит больше сигнальных точек (позиций сигналов), чем требуется при модуляции без решетчатого кодирования. Например, 16-позиционная QAM преобразует в созвездие 32-QAM с решетчатым кодированием. Дополнительные точки созвездия обеспечивают сигнальную избыточность и могут быть использованы для обнаружения и исправления ошибок. Сверточное кодирование в сочетании с ТСМ вносит зависимость между последовательными сигнальными точками. В результате появился новый способ модуляции, называемый треллис-модуляцией. Выбранная определенным образом комбинация конкретной QAM помехоустойчивого кода носит название сигнально-кодовой конструкции (СКК). СКК позволяют повысить помехозащищенность передачи информации наряду со снижением требований к отношению сигнал/шум в канале на 3 – 6 дБ. В процессе демодуляции производится декодирование принятого сигнала по алгоритму Витерби. Именно этот алгоритм за счет использования введенной избыточности и знания предыстории процесса приема позволяет по критерию максимального правдоподобия выбрать из сигнального пространства наиболее достоверную эталонную точку.
Применение QAM-256 позволяет за 1 бод передавать 8 сигнальных состояний, то есть 8 бит. Это позволяет значительно увеличить скорость передачи данных. Так, при ширине диапазона передачи Df=45 кГц (как в нашем случае) за интервал времени 1/Df можно передать 1 бод, то есть 8 бит. Тогда максимальная скорость передачи по данному частотному диапазону составит
Поскольку в данной системе передача производиться по двум частотным диапазонам с одинаковой шириной, то максимальная скорость передачи данной системы составит 720 кбит/с.
Так как передаваемый поток бит содержит не только информационные биты, а и служебные, то информационная скорость будет зависеть от структуры передаваемых кадров. Кадры применяемые в данной системе передачи данных формируются на основе протоколов Ethernet и V.42 и имеют максимальную длину К=1518 бит, из которых КС=64 – служебные. Тогда информационная скорость передачи будет зависеть от соотношения информационных бит и служебных
Данная скорость превышает скорость, заданную в техническом задании. Поэтому можно сделать вывод, что выбранный способ модуляции удовлетворяет требованиям, поставленным в техническом задании.
Поскольку в данной системе передача осуществляется по двум частотным диапазонам одновременно, то требуется организация двух, параллельно работающих модуляторов. Но следует учитывать, что возможен переход работы системы с основных частотных диапазонов на резервные. Поэтому требуется генерация всех четырех несущих частот и управление ими. Синтезатор частот, предназначенный для генерации несущих частот, состоит из генератора опорного сигнала, делителей и высокодобротных фильтров. В качестве генератора опорных сигналов выступает кварцевый генератор прямоугольных импульсов (рис. 5.10).
Рисунок 5.10 - Генератор с кварцевой стабилизацией
С целью оценки состояния обеспечения безопасности информации; - управление допуском участников совещания в помещение; - организация наблюдения за входом в выделенное помещение и окружающей обстановкой в ходе проведения совещания. 2. основными средствами обеспечения защиты акустической информации при проведении совещания являются: - установка различных генераторов шума, мониторинг помещения на...
С применением полиграфических компьютерных технологий? 10. Охарактеризуйте преступные деяния, предусмотренные главой 28 УК РФ «Преступления в сфере компьютерной информации». РАЗДЕЛ 2. БОРЬБА С ПРЕСТУПЛЕНИЯМИ В СФЕРЕ КОМПЬЮТЕРНОЙ ИНФОРМАЦИИ ГЛАВА 5. КОНТРОЛЬ НАД ПРЕСТУПНОСТЬЮВ СФЕРЕ ВЫСОКИХ ТЕХНОЛОГИЙ 5.1 Контроль над компьютерной преступностью в России Меры контроля над...
ЛикБез > Радиосвязь
Четырехпозиционная фазовая модуляция (QPSK)
Из теории связи известно, что наивысшей помехоустойчивостью обладает двоичная фазовая модуляция BPSK. Однако в ряде случаев за счет уменьшения помехоустойчивости канала связи можно увеличить его пропускную способность. Более того, при применении помехоустойчивого кодирования можно более точно планировать зону, охватываемую системой мобильной связи.
В четырехпозиционной фазовой модуляции используются четыре значения фазы несущего колебания. В этом случае фаза y(t) сигнала, описываемого выражением (25) должна принимать четыре значения: 0°, 90°, 180° и 270°. Однако чаще используются другие значения фаз: 45°, 135°, 225° и 315°. Такой вид представления квадратурной фазовой модуляции приведен на рисунке 1.
На этом же рисунке представлены значения бит, передаваемых каждым состоянием фазы несущего колебания. Каждое состояние осуществляет передачу сразу двух бит полезной информации. При этом содержимое бит выбрано таким образом, чтобы переход к соседнему состоянию фазы несущего колебания за счет ошибки приема приводил не более чем к одиночной битовой ошибке.
Обычно для формирования сигнала QPSK модуляции используется квадратурный модулятор. Для реализации квадратурного модулятора потребуется два умножителя и сумматор. На входы умножителей можно подавать входные битовые потоки непосредственно в коде NRZ. Структурная схема такого модулятора приведена на рисунке 2.
Так как при этом виде модуляции в течение одного символьного интервала передается сразу два бита входного битового потока, то символьная скорость этого вида модуляции составляет 2 бита на символ. Это означает, что при реализации модулятора следует разделять входной поток на две составляющих - синфазную составляющую I и квадратурную составляющую Q. Синхронизацию последующих блоков следует вести с символьной скоростью.
При такой реализации спектр сигнала на выходе модулятора получается ничем не ограниченный и его примерный вид приведен на рисунке 3.
Рисунок 3. Спектр сигнала четырехпозиционной фазовой модуляции QPSK, модулированного сигналом NRZ
Естественно, этот сигнал можно ограничить по спектру при помощи полосового фильтра, включенного на выходе модулятора, однако так никогда не делают. Намного эффективнее работает фильтр Найквиста. Структурная схема квадратурного модулятора сигнала QPSK, построенная с использованием фильтра Найквиста приведена на рисунке 4.
Рисунок 4. Структурная схема модулятора QPSK с использованием фильтра Найквиста
Фильтр Найквиста можно реализовать только с использованием цифровой техники, поэтому в схеме, приведенной на рисунке 17, перед квадратурным модулятором предусмотрен цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП). Особенностью работы фильтра Найквиста является то, что в промежутках между отсчетными точками сигнал на его входе должен отсутствовать, поэтому на его входе стоит формирователь импульсов, выдающий сигнал на свой выход только в момент отсчетных точек. Все остальное время на его выходе присутствует нулевой сигнал.
Пример формы передаваемого цифрового сигнала на выходе фильтра Найквиста приведен на рисунке 5.
Рисунок 5. Пример временной диаграммы сигнала Q при четырехпозиционной фазовой модуляции QPSK
Так как для сужения спектра радиосигнала в передающем устройстве используется фильтр Найквиста, то межсимвольные искажения в сигнале отсутствуют только в сигнальных точках. Это отчетливо видно по глазковой диаграмме сигнала Q, приведенной на рисунке 6.
Кроме сужения спектра сигнала, применение фильтра Найквиста приводит к изменению амплитуды формируемого сигнала. В промежутках между отсчетными точками сигнала амплитуда может, как возрастать по отношению к номинальному значению, так и уменьшаться почти до нулевого значения.
Для того чтобы отследить изменения, как амплитуды сигнала QPSK, так и его фазы лучше воспользоваться векторной диаграммой. Векторная диаграмма того же самого сигнала, что приведен на рисунках 5 и 6, показана на рисунке 7.
Рисунок 7 векторная диаграмма QPSK сигнала c a = 0.6
Изменение амплитуды сигнала QPSK видно и на осциллограмме сигнала QPSK на выходе модулятора. Наиболее характерный участок временной диаграммы сигнала, приведенного на рисунках 6 и 7, показан на рисунке 8. На этом рисунке отчетливо видны как провалы амплитуды несущей модулированного сигнала, так и увеличение ее значения относительно номинального уровня.
Рисунок 8. временная диаграмма QPSK сигнала c a = 0.6
Сигналы на рисунках 5 ... 8 приведены для случая использования фильтра Найквиста с коэффициентом скругления a = 0.6. При использовании фильтра Найквиста с меньшим значением этого коэффициента влияние боковых лепестков импульсной характеристики фильтра Найквиста будет сказываться сильнее и явно прослеживающиеся на рисунках 6 и 7 четыре пути прохождения сигналов сольются в одну непрерывную зону. Кроме того, возрастут выбросы амплитуды сигнала относительно номинального значения.
Рисунок 9 – спектрограмма QPSK сигнала c a = 0.6
Присутствие амплитудной модуляции сигнала приводит к тому, что в системах связи, использующих этот вид модуляции, приходится использовать высоколинейный усилитель мощности. К сожалению, такие усилители мощности обладают низким кпд.
Частотная модуляция с минимальным разносом частот MSK позволяет уменьшить ширину полосы частот, занимаемых цифровым радиосигналом в эфире. Однако даже этот вид модуляции не удовлетворяет всем требованиям, предъявляемым к современным радиосистемам мобильной связи. Обычно сигнал MSK в радиопередатчике дофильтровывают обычным фильтром. Именно поэтому появился еще один вид модуляции с еще более узким спектром радиочастот в эфире.
Квадратурная модуляция и ее характеристики (QPSK, QAM)
Рассмотрим квадратурную фазовую манипуляцию (QPSK). Исходный поток данных dk(t)=d0, d1, d2,… состоит из биполярных импульсов, т.е. dk принимают значения +1 или -1 (рис. 3.5.а)), представляющие двоичную единицу и двоичный нуль. Этот поток импульсов разделяется на синфазный поток dI(t) и квадратурный - dQ(t), как показано на рис. 3.5.б).
dI(t)=d0, d2, d4,… (четные биты)
dQ(t)=d1, d3, d5,… (нечетные биты)
Удобную ортогональную реализацию сигнала QPSK можно получить, используя амплитудную модуляцию синфазного и квадратурного потоков на синусной и косинусной функциях несущей.
С помощью тригонометрических тождеств s(t) можно представить в следующем виде: s(t)=cos(2рf0t+и(t)). Модулятор QPSK, показанный на рис. 3.5.в), использует сумму синусоидального и косинусоидального слагаемых. Поток импульсов dI(t) используется для амплитудной модуляции (с амплитудой +1 или -1) косинусоиды.
Это равноценно сдвигу фазы косинусоиды на 0 или р; следовательно, в результате получаем сигнал BPSK. Аналогично поток импульсов dQ(t) модулирует синусоиду, что дает сигнал BPSK, ортогональный предыдущему. При суммировании этих двух ортогональных компонентов несущей получается сигнал QPSK. Величина и(t) будет соответствовать одному из четырех возможных сочетаний dI(t) и dQ(t) в выражении для s(t): и(t)=00, ±900 или 1800; результирующие векторы сигналов показаны в сигнальном пространстве на рис. 3.6. Так как cos(2рf0t) и sin(2рf0t) ортогональны, два сигнала BPSK можно обнаруживать раздельно. QPSK обладает рядом преимуществ перед BPSK: т.к. при модуляции QPSK один импульс передает два бита, то в два раза повышается скорость передачи данных или при той же скорости передачи данных, что и в схеме BPSK, используется в два раза меньшая полоса частот; а так же повышается помехоустойчивость, т.к. импульсы в два раза длиннее, а следовательно и больше по мощности, чем импульсы BPSK.
Рис. 3.5.
Рис. 3.6.
Квадратурную амплитудную модуляцию (KAM, QAM) можно считать логическим продолжением QPSK, поскольку сигнал QAM также состоит из двух независимых амплитудно-модулированных несущих.
При квадратурной амплитудной модуляции изменяется как фаза, так и амплитуда сигнала, что позволяет увеличить количество кодируемых бит и при этом существенно повысить помехоустойчивость. Квадратурное представление сигналов является удобным и достаточно универсальным средством их описания. Квадратурное представление заключается в выражении колебания линейной комбинацией двух ортогональных составляющих - синусоидальной и косинусоидальной (синфазной и квадратурной):
s(t)=A(t)cos(щt + ц(t))=x(t)sinщt + y(t)cosщt, где
x(t)=A(t)(-sinц(t)),y(t)=A(t)cosц(t)
Такая дискретная модуляция (манипуляция) осуществляется по двум каналам, на несущих, сдвинутых на 900 друг относительно друга, т.е. находящихся в квадратуре (отсюда и название).
Поясним работу квадратурной схемы на примере формирования сигналов четырехфазной ФМ (ФМ-4) (рис. 3.7).
Рис. 3.7.
Рис. 3.8. 16
Исходная последовательность двоичных символов длительностью Т при помощи регистра сдвига разделяется на нечетные импульсы y, которые подаются в квадратурный канал (cosщt), и четные - x, поступающие в синфазный канал (sinщt). Обе последовательности импульсов поступают на входы соответствующих формирователей манипулированных импульсов, на выходах которых образуются последовательности биполярных импульсов x(t) и y(t) с амплитудой ±Um и длительностью 2T. Импульсы x(t) и y(t) поступают на входы канальных перемножителей, на выходах которых формируются двухфазные (0, р) ФМ колебания. После суммирования они образуют сигнал ФМ-4.
На рис. 3.8. показано двухмерное пространство сигналов и набор векторов сигналов, модулированных 16-ричной QAM и изображенных точками, которые расположены в виде прямоугольной совокупности.
Из рис. 3.8. видно, что расстояние между векторами сигналов в сигнальном пространстве при QAM больше, чем при QPSK, следовательно, QAM является более помехоустойчивой по сравнению с QPSK,
