Bij het verzenden van discrete berichten wordt vaak een combinatiemethode voor het genereren van een groepssignaal gebruikt. De essentie van deze methode is als volgt.

Laat het nodig zijn om de verzending van onafhankelijke discrete berichten via een gemeenschappelijk groepskanaal te organiseren. Als elk element van het bericht een van de mogelijke statussen kan aannemen, dan zal het totale aantal systeemstatussen van de bronnen Voor dezelfde bronnen zijn.

Door gebruik te maken van de codebasis is het dus mogelijk om gelijktijdig informatie te verzenden vanaf individuele kanalen die met de codebasis werken

Als een berichtelement met name één van twee mogelijke toestanden kan aannemen, bijvoorbeeld “0” en een aantal kanalen, dan zijn vier verschillende combinaties van elementaire signalen “0” en “1” in beide kanalen mogelijk.

De taak komt nu neer op het doorgeven van enkele cijfers die het combinatienummer bepalen. Deze nummers kunnen met elke code worden verzonden. Bij een dergelijke transmissie is het groepssignaal een weerspiegeling van een bepaalde combinatie van signalen van verschillende kanalen. Het scheiden van signalen op basis van verschillen in combinaties van signalen van verschillende kanalen wordt combinatorische scheiding genoemd.

Een typisch voorbeeld van Raman-scheiding is een, ook wel dubbelfrequentietelegrafie genoemd. Om vier combinaties van signalen van twee kanalen te verzenden, worden vier verschillende frequenties gebruikt: met dubbele faseverschuivingssleuteling (DPSK), elke combinatie van toestanden van kanalen. I en II komen overeen met een bepaalde fasewaarde van het groepssignaal of (Tabel 8.2).

Om het principe van Raman-scheiding te illustreren, bekijken we het voorbeeld van signaalscheiding in een tweekanaals frequentietelegrafiesysteem (Fig. 8.17). Hier wordt het ontvangen signaal gescheiden door filters die zijn aangesloten op detectoren die in paren werken voor gemeenschappelijke belastingen.

Bij het zenden van frequentie wordt de spanning van de uitgang geleverd

via diodes naar de ingangsklemmen van apparaten van kanalen I en II. Bij het verzenden van frequentie wordt de spanning van het filter via diodes verbonden met respectievelijk de klemmen en. Alle andere aansluitingen in het diagram in Fig. 8.17 zijn gemaakt volgens tabel. 8.2.

Tabel 8.2 (zie scan)

Rijst. 3.17. Raman-signaalscheiding in een DFM-systeem

Bij optimale ontvangst worden aangepaste in plaats van banddoorlaatfilters gebruikt om signalen op frequenties te scheiden. Als de frequentie-intervallen tussen en voldoen aan de orthogonaliteitsvoorwaarde, wordt de foutkans in een van de DFM-kanalen met optimale incoherente ontvangst als volgt bepaald:

Een vergelijking van een DFM-systeem met een conventioneel tweekanaals FM-systeem met frequentieverdeling laat zien dat beide systemen vrijwel dezelfde frequentieband bezetten, maar dat het signaalvermogen dat nodig is om een ​​gegeven betrouwbaarheid met DFM te garanderen bijna de helft is van dat van frequentieverdelingsmultiplex. Het piekvermogen tijdens DFM is ook aanzienlijk lager. Daarom wordt in systemen met beperkte energie veel gebruik gemaakt van Raman-scheiding met behulp van de DFM-methode.

Combinatie-DPSK-systemen worden in de praktijk geïmplementeerd in de vorm van dubbele relatieve fasemodulatie DOPSK om dezelfde redenen waarom relatieve RPM-systemen worden gebruikt in plaats van absolute PSK-systemen. Op dezelfde manier is het mogelijk om Raman-multiplexsystemen te bouwen voor een groter aantal kanalen - meervoudige frequentiemodulatie (MFM), meervoudige relatieve fasemodulatie (MRPM), enz.

In het geval van MFM neemt bij het kiezen van frequenties die de orthogonaliteit van het systeem van verzonden signalen garanderen, de bezette frequentieband ook exponentieel toe. De waarschijnlijkheid van een fout in elk kanaal neemt ook toe met de toename, maar zeer langzaam. Daarom worden dergelijke systemen gebruikt in gevallen waarin het gebruikte communicatiekanaal grote frequentiebronnen heeft, maar de energiemogelijkheden ervan beperkt zijn.

In het geval van MOPM daarentegen breidt de bezette frequentieband vrijwel niet uit met de groei, maar neemt de kans op fouten zeer snel toe en om de vereiste nauwkeurigheid te behouden is het noodzakelijk om het signaalvermogen te vergroten. Dergelijke systemen zijn geschikt in situaties waarin er strikte beperkingen zijn aan de kanaalbandbreedte en het signaalvermogen vrijwel onbeperkt is.

Meerkanaalscommunicatiesystemen worden gedetailleerd bestudeerd in speciale technische cursussen.

Fasescheiding van signalen

Fasescheiding van signalen wordt geconstrueerd met behulp van het faseverschil tussen signalen.

Laat de informatie binnen N kanalen worden verzonden door de amplitude van continue cosinussignalen met dezelfde draaggolffrequentie u 0 te veranderen. Het is nodig om deze signalen te scheiden met alleen de verschillen in hun beginfasen.

De signalen zijn gelijk:

……………………………….

Zoals uit analyse blijkt, is signaaldiscriminatie mogelijk als het systeem slechts twee kanalen bevat waarlangs de cosinus- en sinuscomponenten worden verzonden:

en de primaire signalen worden geïsoleerd met behulp van synchrone detectie.

Signaalscheiding door vorm

Naast signalen met niet-overlappende spectra en signalen die elkaar niet in de tijd overlappen, is er een klasse signalen die gelijktijdig kunnen worden verzonden en overlappende frequentiespectra hebben.

De scheiding van deze signalen wordt meestal genoemd indeling naar vorm.

Dergelijke signalen omvatten Walsh, Rademacher en verschillende ruisachtige sequenties.

Walsh- en Rademacher-reeksen zijn geconstrueerd op basis van het codealfabet 1, -1, en alle paren van deze reeksen voldoen aan de voorwaarde

E i , ik = j,

0, i? J,

waar zijn de signalen i- d en J- de kanalen van het tijdverdelingssysteem, T- tijdsinterval waarin kanaalsignalen zich bevinden, en T= Waar F IN- bovengrensfrequentie van het spectrum van het verzonden bericht.

Het gebruik van Walsh- en Rademacher-codes houdt verband met de verzending van speciale timingsignalen over een kanaal om bepaalde timingrelaties tussen ontvangen en referentiecodewoorden te behouden.

In geval van gebruik lawaai-achtig sequenties Het is niet nodig om speciale synchronisatiesignalen uit te zenden, aangezien deze rol kan worden vervuld door sequenties die informatie bevatten.

Ruisachtige signalen moeten aan de volgende voorwaarden voldoen:

E, f = 0,

0, -F En > f > -T,

T > f > f En , (9.5)

0, i? J, (9.6)

voor - duur van het ruisachtige signaal; E- signaalenergie; F En- duur van een enkel interval van een ruisachtig signaal.

Wanneer aan de voorwaarden (9.5) is voldaan, werkt het synchronisatiesysteem zonder een speciaal synchronisatiesignaal uit te zenden, aangezien de autocorrelatiefunctie van elk kanaalsignaal een uitgesproken piek heeft bij φ = 0 en nulwaarden wanneer aan de voorwaarden (9.6) wordt voldaan , is de scheiding van kanaalsignalen verzekerd, aangezien de kruiscorrelatiefunctie voor elk paar signalen gelijk is aan nul.

Helaas zijn scalaire producten (9.5) voor en (9.6) voor echte signalen niet gelijk aan nul. Dit leidt tot een afname van de betrouwbaarheid van de signaalscheiding.

Het blokschema van een meerkanaalscommunicatiesysteem met signaalscheiding door vorm wordt getoond in figuur 9.2.

Fig.9.2 Blokschema van een meerkanaalscommunicatiesysteem met signaalscheiding volgens de vorm: 1 - klokpulsgenerator; 2- ruisachtige signaalgenerator; 3-ADC; 4-vermenigvuldiger;; 5,6 - modulatoren; 7 - opteller; 8 - zender; 9 - communicatielijn; 10 - ontvanger; 11 - aangepast filter; 12 - beslissingsapparaat; 13 - DAC; 14,15 - demodulatoren

Het verzendende deel van het systeem bevat N identieke modulatoren, opteller en zender. In modulators worden ruisachtige signalen gebruikt als draaggolfoscillaties, en binaire codesequenties van de uitgang van de ADC, gefaseerd met deze signalen, worden gebruikt als modulerende oscillaties. De periode van ruisachtige signalen wordt gelijk gekozen aan de duur van een enkel element van het codewoord uit de ADC-uitvoer. Tijdens het modulatieproces wordt het “1”-symbool van het binaire codewoord (diagram A in Fig. 9.3) komt overeen met de volledige periode van het ruisachtige signaal (diagram B), en het symbool “0” geeft de afwezigheid van dit signaal aan. Als F c is de bovengrensfrequentie van het spectrum van het primaire signaal, en L- het aantal kwantiseringsniveaus en vervolgens de breedte van het signaalspectrum aan de uitgang van de vermenigvuldiger (zie diagram in Fig. 9.2)

Waar is de lengte (periode) van de ruisachtige reeks.

Zoals uit formule (9.7) blijkt, is de spectrumbreedte van elk kanaalsignaal meerdere malen groter dan de spectrumbreedte van het PCM-signaal.

Afb.9.3. Timingdiagrammen die de werking van het circuit uitleggen dat wordt getoond in figuur 9.2

Merk op dat elk kanaalsignaal zijn eigen vorm heeft en dat de tijdprocessen die in de kanalen plaatsvinden onafhankelijk kunnen zijn. Het groepssignaal aan de uitgang van de opteller, gelijk aan de som van de kanaalsignalen, is een willekeurig proces, waarvan de gemiddelde waarde en spreiding afhangt van de belasting van individuele kanalen.

Het ontvangende deel van het systeem bevat een ontvanger en N identieke kanaalontvangers (demodulatoren). De structuur van elke demodulator omvat een aangepast filter, een beslissingsapparaat en een DAC.

Elk aangepast filter reageert alleen op het signaal waarmee het is afgestemd. Het aangepaste filter 11 van het eerste kanaal reageert bijvoorbeeld op een signaal dat wordt gegenereerd in de eerste modulator (Fig. 9.3, B). De filterrespons wordt getoond in Fig. 9.3, V. De signalen van andere kanalen en hun reacties worden omwille van de eenvoud niet getoond in figuur 9.3. In het beslissingsapparaat wordt de respons van het aangepaste filter 11, de omhullende van het radiosignaal, vergeleken met een bepaald drempelniveau U por. Als de drempel wordt overschreden, wordt een schatting van het verzonden symbool gelijk aan 1 gevormd, en als de kruising niet plaatsvindt, wordt een schatting gelijk aan het nulsymbool gevormd. Codewoorden worden uit de uitvoer van de beslissingsinrichting 12 verzonden naar de DAC 13 en omgezet in een bericht A 1 * (T).

Demodulatie van het signaal vindt plaats in de aanwezigheid van interferentie, die uit twee componenten bestaat. De eerste is bekend uit de voorgaande

hoofdstukken op basis van de som van interne en externe fluctuatieruis, en de tweede op ruis die specifiek is voor systemen met ruisachtige signalen. Deze interferentie is de som van ruisachtige signalen van andere kanalen en wordt structurele of wederzijdse interferentie genoemd. Structurele interferentie is te wijten aan het feit dat de gebruikte systemen van echte signalen “bijna” orthogonaal zijn, d.w.z. voorwaarde (9.6) is voor hen niet vervuld. Het niveau ervan wordt bepaald door de waarden van kruiscorrelatiefuncties tussen het ruisachtige signaal van het referentiekanaal en de huidige ruisachtige signalen van andere kanalen. Om de gespecificeerde kwaliteit van de verzonden informatie te garanderen, moeten maatregelen worden genomen om het niveau van deze structurele interferentie te verminderen. De weloverwogen principes van signaalscheiding door vorm en constructie van een meerkanaalscommunicatiesysteem worden gebruikt in meerkanaals asynchrone adresseerbare communicatiesystemen (AASS). In AASS (Fig. 9.4) krijgt elke abonnee een van de “bijna orthoganale” ruisachtige signalen toegewezen, namelijk het kanaaladres.

Afb.9.4. Blokschema van een meerkanaals asynchroon adresseerbaar communicatiesysteem: 1,4,7,10 - abonnees 1,i,k,N; 2,5,8,11-zendontvangers; 3,6,9,12 - adressignaalgeneratoren; 13 - communicatielijn

Laat bijvoorbeeld abonnee 1 contact opnemen met abonnee " k" Hiervoor wordt het nummer van de abonnee gebeld " k" en zo wordt de vorm van een ruisachtig signaal met het nummer " vastgelegd in de adressignaalgenerator 1 k" Als het aantal abonnees gelijk is, is het aantal gebelde formulieren ook gelijk

Ruisachtig signaal met het nummer " k" wordt naar de communicatielijn gestuurd en werkt dus op de ingangen van de ontvangers van alle andere abonnees. Naar een ruisachtig signaal " k" alleen de ontvangstapparatuur van de abonnee is geconfigureerd " k", zodat de verbinding tot stand wordt gebracht tussen abonnees 1 en " k" Ontvangers van andere abonnees reageren niet op dit ruisachtige signaal. Reactie-informatie van de abonnee " k"wordt verzonden met behulp van een ruisachtig signaal met nummer 1. Een belangrijk kenmerk van AASS is de afwezigheid van een centraal schakelstation. Alle abonnees hebben directe toegang tot elkaar, en als er een radioverbinding wordt gebruikt, wordt de frequentieafstemming van de zendontvangers om communicatie tot stand te brengen niet uitgevoerd.

Concluderend merken we op dat er in de technische literatuur een beschrijving is van AASS, die 1000 tot 1500 kanalen gebruikt met 50...100 actieve abonnees.

Korte beschrijving van CDMA

Een voorbeeld van de implementatie van communicatietechnologie met ruisachtige signalen is een CDMA-systeem (Code Division Multiple Access).

Een opmerkelijke eigenschap van digitale communicatie met ruisachtige signalen is de beveiliging van het communicatiekanaal tegen onderschepping, interferentie en afluisteren. Daarom werd deze technologie oorspronkelijk ontwikkeld en gebruikt door het Amerikaanse leger en pas daarna overgebracht naar commercieel gebruik.

Het CDMA-systeem van Qualcom (IS-95-standaard) is ontworpen om te werken in de 800 MHz-band. Het CDMA-systeem is gebouwd met behulp van de directe frequentiespreidingsmethode, gebaseerd op het gebruik van 64 soorten reeksen gevormd volgens de wet van Walsh-functies.

Aan elk logisch kanaal wordt een andere Walsh-code toegewezen. In totaal kunnen er 64 logische kanalen in één fysiek kanaal zijn, aangezien er 64 Walsh-reeksen zijn, die overeenkomen met 64 logische kanalen, die elk 64 bits lang zijn. Tegelijkertijd zijn 9 kanalen servicekanalen en worden de resterende 55 kanalen gebruikt voor gegevensoverdracht.

Wanneer het teken van het informatieberichtbit wordt veranderd, verandert de fase van de gebruikte Walsh-reeks met 180 graden. Omdat deze reeksen onderling orthogonaal zijn, is er geen onderlinge interferentie tussen de transmissiekanalen van één basisstation. Interferentie op de transmissiekanalen van het basisstation wordt alleen veroorzaakt door naburige basisstations die in dezelfde frequentieband werken en dezelfde bandbreedte gebruiken, maar met een andere cyclische verschuiving.

De CDMA-standaard maakt gebruik van fasemodulatie PSKM 4, OFM 4.

L E C T I O N nr. 16

Onderwerp:

Tekst van de lezing over het vakgebied:"Theorie van elektrische communicatie"

Kaliningrad 2013

Tekst van lezing nr. 27

per vakgebied:"Theorie van elektrische communicatie"

"Frequentie, tijd en fasescheiding van signalen"

Invoering

Het duurste onderdeel van een communicatiesysteem is de communicatielijn. In transmissiesystemen kan het gemeenschappelijke medium bestaan ​​uit coaxiale, gebalanceerde of optische kabels, bovengrondse communicatiekabels of radioverbindingen. Er is behoefte aan het compacteren van fysieke circuits door gelijktijdig informatie van verschillende terminalcommunicatie-apparaten daardoorheen te verzenden. De communicatielijn wordt gecomprimeerd met behulp van compactieapparatuur, die samen met het transmissiemedium ontstaat meerkanaals transmissiesysteem.

Meerkanaals transmissiesysteem(SME) is een reeks technische middelen die gelijktijdige en onafhankelijke transmissie van twee of meer signalen via één fysiek circuit of communicatielijn mogelijk maken.

Bij meerkanaalstelecommunicatie worden frequentieverdeelde MKB-bedrijven (FDM) en tijdverdeelde MKB-bedrijven (TDMS) gebruikt. Codeverdeling van kanalen wordt gebruikt in mobiele radiocommunicatiesystemen.

Bij PRK wordt aan elk communicatiekanaal een bepaald frequentiespectrum (band) toegewezen. Met TRC worden pulsreeksen van zeer korte pulsen naar de communicatielijn verzonden, die informatie bevatten over de primaire signalen en in de tijd ten opzichte van elkaar verschoven.

MKB-bedrijven met CRC zijn analoog en MKB-bedrijven met VRK zijn digitale systemen.

Voor deze doeleinden worden systemen met meervoudige toegang en verdichting gecreëerd. Het zijn precies zulke systemen die ten grondslag liggen aan moderne communicatie.

Frequentieverdeling van signalen

Het functionele diagram van het eenvoudigste meerkanaalscommunicatiesysteem met frequentieverdeling van kanalen wordt gepresenteerd in Fig. 1

In buitenlandse bronnen wordt de term Frequency Division Multiply Access (FDMA) gebruikt om het principe van frequentieverdeling van kanalen (FDC) aan te duiden.

Ten eerste moduleren, in overeenstemming met de verzonden berichten, primaire (individuele) signalen met energiespectra, ,... de hulpdraaggolffrequenties van elk kanaal. Deze operatie wordt uitgevoerd door modulators, ,..., kanaalzenders. De spectra van kanaalsignalen verkregen aan de uitgang van frequentiefilters , ,... bezetten respectievelijk de frequentiebanden , ,..., , die in het algemeen in breedte kunnen verschillen van de spectra van berichten , ,..., . Voor breedbandtypes van modulatie, bijvoorbeeld FM, de spectrale breedte , d.w.z. in het algemeen geval. Voor de eenvoud gaan we ervan uit dat er een AM-OBP wordt gebruikt (zoals gebruikelijk bij analoge SP's met PDM), d.w.z. En .

Laten we de belangrijkste fasen van signaalvorming volgen, evenals de veranderingen in deze signalen tijdens de verzending (Fig. 2).

We gaan ervan uit dat de spectra van individuele signalen eindig zijn. Dan is het mogelijk om de hulpdraaggolffrequenties wK zo te kiezen dat de banden,... niet paarsgewijs overlappen. Onder deze voorwaarde zijn de signalen; onderling orthogonaal.

Vervolgens worden de spectra , ,..., opgeteld en hun geheel wordt naar de groepsmodulator () gevoerd. Hier wordt het spectrum, met behulp van draaggolffrequentie-oscillaties, overgebracht naar het frequentiegebied dat is toegewezen voor transmissie van een bepaalde groep kanalen, d.w.z. het groepssignaal wordt omgezet in een lineair signaal. In dit geval kan elk type modulatie worden gebruikt.

Aan de ontvangende kant wordt het lineaire signaal naar een groepsdemodulator (ontvanger P) gevoerd, die het spectrum van het lineaire signaal omzet in het spectrum van het groepssignaal. Het spectrum van het groepssignaal wordt dan, met behulp van frequentiefilters,..., opnieuw verdeeld in afzonderlijke banden die overeenkomen met individuele kanalen. Ten slotte zetten kanaaldemodulatoren signaalspectra om in berichtspectra die bedoeld zijn voor ontvangers.

Uit de bovenstaande uitleg is het gemakkelijk om de betekenis van de frequentiemethode van kanaalscheiding te begrijpen. Omdat elke echte communicatielijn een beperkte bandbreedte heeft, wordt bij meerkanaalstransmissie aan elk afzonderlijk kanaal een bepaald deel van de totale bandbreedte toegewezen.

Aan de ontvangstzijde werken signalen van alle kanalen gelijktijdig, waarbij de positie van hun frequentiespectra op de frequentieschaal verschilt. Om dergelijke signalen zonder onderlinge interferentie te scheiden, moeten ontvangende apparaten frequentiefilters bevatten. Elk filter moet zonder verzwakking alleen die frequenties doorlaten die tot het signaal van een bepaald kanaal behoren; Het filter moet de signaalfrequenties van alle andere kanalen onderdrukken.

In de praktijk is dit niet haalbaar. Het resultaat is wederzijdse interferentie tussen kanalen. Ze ontstaan ​​zowel als gevolg van de onvolledige concentratie van de signaalenergie van het k-de kanaal binnen een gegeven frequentieband, als als gevolg van de imperfectie van echte banddoorlaatfilters. In reële omstandigheden is het ook noodzakelijk om rekening te houden met wederzijdse interferentie van niet-lineaire oorsprong, bijvoorbeeld als gevolg van de niet-lineariteit van de kenmerken van het groepskanaal.

Om transiënte interferentie tot een acceptabel niveau te beperken, is het noodzakelijk beschermende frequentie-intervallen te introduceren (Fig. 3).

In moderne meerkanaals telefooncommunicatiesystemen wordt bijvoorbeeld aan elk telefoonkanaal een frequentieband van kHz toegewezen, hoewel het frequentiespectrum van de verzonden audiosignalen beperkt is tot een band van

Signaalscheiding is het verzorgen van onafhankelijke transmissie en ontvangst van veel signalen over één communicatielijn of in één frequentieband, waarbij de signalen hun eigenschappen behouden en elkaar niet vervormen.

Bij fasescheiding worden meerdere signalen op één frequentie uitgezonden in de vorm van radiopulsen met verschillende beginfasen. Hiervoor wordt relatieve of faseverschil-keying gebruikt (conventionele fasemodulatie wordt minder vaak gebruikt). Momenteel is er communicatieapparatuur geïmplementeerd die gelijktijdige transmissie van signalen van twee en drie kanalen op één draaggolffrequentie mogelijk maakt. Er worden dus meerdere kanalen voor het verzenden van binaire signalen gecreëerd in één frequentiekanaal.

In afb. 11.3a toont een vectordiagram van dubbele faseverschuivingssleuteling (DPSK),

het verstrekken van transmissie van twee kanalen op dezelfde frequentie. In het eerste fasekanaal wordt nul (een puls met negatieve polariteit) uitgezonden door stromen met een fase van 180°, en één (een puls met positieve polariteit) door stromen met een fase van 0°. Het tweede fasekanaal gebruikt stromen met fasen van respectievelijk 270 en 90°, dat wil zeggen dat de signalen van het tweede kanaal 90° bewegen ten opzichte van de signalen van het eerste kanaal.

Stel dat het nodig is om codecombinaties 011 in het eerste kanaal (Fig. 11.3, c) en 101 in het tweede (Fig. 11.3, d) te verzenden met behulp van de DMF-methode op één frequentie. Het proces van fasemanipulatie voor het eerste kanaal wordt weergegeven door getrokken lijnen, en voor het tweede door stippellijnen (Fig. 11.3,6,e)). Elke codecombinatie heeft dus zijn eigen sinusvormige spanning. Deze sinusoïdale oscillaties worden opgeteld en een totale sinusoïdale oscillatie van dezelfde frequentie wordt naar de communicatielijn gestuurd, die

aangegeven met een streepje in Fig. 11.3, d. Hier wordt ook getoond dat in het interval 0 - t1

nul wordt verzonden via het eerste kanaal en één via het tweede kanaal, wat overeenkomt met

transmissie van vector A met een fasehoek van 135°. In het interval t1 – t2 komt de transmissie van één via het eerste kanaal en nul via het tweede overeen met vector B met een hoek van 315°. en in het interval t2 – t3 - vector C met een hoek van 45°, aangezien eenheden via het eerste en tweede kanaal worden verzonden.

Het blokschema van het apparaat voor het implementeren van DMF wordt getoond in Fig. 11.4. De draaggolfgenerator Gn heeft een faseverschuivende inrichting FSU om een ​​faseverschuiving van de sinusoïdale oscillatie over 90° in het tweede kanaal te verkrijgen. Fasemodulatoren

FM1 en FM2 voeren de manipulatie uit volgens Fig. 11.3, d), en de opteller Σ voert de optelling van sinusoïdale oscillaties uit. Bij ontvangst na versterker

De scheiding van beide kanalen wordt uitgevoerd in fasedetectoren - demodulatoren FDM1 en FDM2, waaraan een referentiedraaggolfspanning wordt geleverd door de Gonn-generator,

die in fase samenvalt met de spanning van dit kanaal. Bijvoorbeeld bij opname met

versterker van de totale sinusoïdale spanning (vector A in Fig. 11.3, b) aan

positieve spanning wordt toegewezen aan de demodulator van het eerste kanaal FDM1,

overeenkomend met fase 0° (ontvangst van één op het eerste kanaal), sinds de fase van de referentie

draaggolffrequentie valt samen met de fase van het eerste kanaal. Vector A kan in tweeën worden ontleed

componenten: Af = 0 en Af = 90. In FDM1 interageert de signaalcomponent Af = 0 met

referentiespanning die op dit kanaal wordt toegepast, en de Af-component wordt onderdrukt

(de signaalspanning van het tweede kanaal zal niet verschijnen aan de uitgang van FDM1, aangezien de vector

referentiefrequentie staat loodrecht op de fase van de spanningsvector van het tweede kanaal en

het product van deze vectoren zal gelijk zijn aan nul. Tegelijkertijd is in FDM2 de aankomst

de totale sinusoïdale spanning (vector A) zal een positieve spanning creëren die overeenkomt met een fase van 90° (ontvangst van één in het tweede kanaal),

aangezien de fase van de referentiefrequentie 90° verschoven is ten opzichte van de referentiefrequentie van de eerste

kanaal valt samen met de fase van het tweede kanaal. Signaalspanning van het eerste kanaal naar de uitgang

FDM2 zal niet arriveren, aangezien de referentiefrequentievector in dit kanaal loodrecht staat

spanningsvector van het eerste kanaal en het product van deze vectoren zal gelijk zijn aan nul.

Op dezelfde manier kunnen twee berichten op dezelfde frequentie worden verzonden

relatieve faseverschuivingssleuteling (RPKM). Dus het gebruik van DFM of

Met DOFM kunt u de capaciteit van het communicatiekanaal verdubbelen. Het is ook mogelijk

het verzenden van drie berichten op dezelfde frequentie met behulp van drievoudig relatief

Codeverdeling en demodulatie van signalen in radiocommunicatiesystemen

1. WERKINGSPRINCIPE VAN RADIOCOMMUNICATIESYSTEMEN MET CODESIGNAALSCHEIDING

Het werkingsprincipe van een cellulair communicatiesysteem met codeverdeling kan worden uitgelegd aan de hand van dit eenvoudige voorbeeld. Stel dat u zich in een groot restaurant of een winkel bevindt waar mensen voortdurend verschillende talen spreken. Ondanks het omgevingsgeluid (polyfonie) versta je je partner als hij dezelfde taal spreekt als jij. In tegenstelling tot andere digitale systemen die het toegewezen bereik verdelen in smalle kanalen op basis van frequentie (FDMA) of tijd (TDMA), wordt in de CDMA-standaard de verzonden informatie gecodeerd en wordt de code omgezet in een ruisachtig breedbandsignaal, zodat het kan opnieuw worden toegewezen, waarbij alleen de code aan de ontvangende kant staat. Tegelijkertijd kunnen meerdere signalen tegelijkertijd worden verzonden en ontvangen over een brede frequentieband zonder elkaar te storen. De centrale concepten van Oualcomm's Code Division Multiple Access-techniek zijn Direct Sequence Spread Spectrum, Walsh Coding en stroomcontrole.

Breedband is een systeem dat een signaal verzendt dat een zeer brede frequentieband beslaat en aanzienlijk groter is dan de minimale frequentiebandbreedte die feitelijk vereist is om informatie te verzenden. Een laagfrequent signaal kan bijvoorbeeld worden verzonden met behulp van amplitudemodulatie (AM) over een frequentieband die twee keer de frequentiebandbreedte van het signaal is. Andere typen modulatie, zoals frequentiemodulatie met lage afwijking (FM) en enkelzijband AM, maken het mogelijk dat informatie wordt verzonden via een frequentieband die vergelijkbaar is met die van het informatiesignaal. In een breedbandsysteem wordt een bronbasisbandsignaal (bijvoorbeeld een telefoonsignaal) met een bandbreedte van slechts enkele kilohertz verdeeld over een frequentieband die enkele megahertz breed kan zijn. Dit laatste wordt uitgevoerd door dubbele modulatie van de draaggolf met het verzonden informatiesignaal en een breedbandcoderingssignaal.

Het belangrijkste kenmerk van een breedbandsignaal is de basis B, gedefinieerd als het product van de signaalspectrumbreedte F en de periode T.

Als resultaat van het vermenigvuldigen van het signaal van een pseudowillekeurige ruisbron met een informatiesignaal, wordt de energie van deze laatste verdeeld over een brede frequentieband, d.w.z. het spectrum ervan breidt zich uit.

De breedbandtransmissiemethode werd ontdekt door K.E. Shannon, die voor het eerst het concept van kanaalcapaciteit introduceerde en het verband legde tussen de mogelijkheid van foutloze overdracht van informatie over een kanaal met een gegeven signaal-ruisverhouding en de daarvoor toegewezen frequentieband. informatieoverdracht. Voor elke gegeven signaal-ruisverhouding wordt een laag transmissiefoutenpercentage bereikt door de frequentiebandbreedte te vergroten die is toegewezen voor informatietransmissie.

Opgemerkt moet worden dat de informatie zelf op verschillende manieren in het breedbandsignaal kan worden geïntroduceerd. De meest bekende methode is het superponeren van informatie op een breedbandmodulerende codereeks voordat de draaggolf wordt gemoduleerd om een ​​breedbandruisachtig BPS-signaal te verkrijgen (Fig. 1).

Het smalbandsignaal wordt vermenigvuldigd met een pseudo-willekeurige reeks (PRS) met periode T, bestaande uit N bits met een duur ro elk. In dit geval is de PSP-basis numeriek gelijk aan het aantal PSP-elementen.

Deze methode is geschikt voor elk breedbandsysteem dat een digitale sequentie gebruikt om het spectrum van het hoogfrequente signaal uit te breiden.

De essentie van breedbandcommunicatie is het uitbreiden van de frequentieband van het signaal, het verzenden van het breedbandsignaal en het isoleren van het bruikbare signaal ervan door het spectrum van het ontvangen breedbandsignaal om te zetten in het oorspronkelijke spectrum van het informatiesignaal.

Door het ontvangen signaal te vermenigvuldigen met het signaal van dezelfde pseudo-willekeurige ruisbron (PRN) die in de zender werd gebruikt, wordt het spectrum van het bruikbare signaal gecomprimeerd en wordt tegelijkertijd het spectrum van achtergrondruis en andere bronnen van interferentie uitgebreid. De resulterende winst in signaal-ruisverhouding aan de ontvangeruitgang is een functie van de verhouding tussen de breedband- en basisbandsignaalbandbreedtes: hoe groter de spectrumspreiding, hoe groter de versterking. In het tijdsdomein is dit een functie van de verhouding tussen de transmissiesnelheid van de digitale stroom in het radiokanaal en de transmissiesnelheid van het basisinformatiesignaal. Voor de IS-95-standaard is de verhouding 128 keer, oftewel 21 dB. Hierdoor kan het systeem werken op een niveau van interferentie-interferentie dat het niveau van het bruikbare signaal met 18 dB overschrijdt, aangezien signaalverwerking aan de ontvangeruitgang vereist dat het signaalniveau het interferentieniveau met slechts 3 dB overschrijdt. In reële omstandigheden is het interferentieniveau veel minder. Bovendien kan het uitbreiden van het signaalspectrum (tot 1,23 MHz) worden beschouwd als een toepassing vanechnieken. Een signaal dat zich voortplant in een radiopad is onderhevig aan vervaging vanwege de multipath-aard van voortplanting. In het frequentiedomein kan dit fenomeen worden weergegeven als het effect van een notch-filter met een variabele notch-bandbreedte (meestal niet meer dan 300 kHz). In de AMPS-standaard komt dit overeen met de onderdrukking van tien kanalen, en in het CDMA-systeem wordt slechts ongeveer 25% van het signaalspectrum onderdrukt, wat geen bijzondere problemen veroorzaakt bij het herstellen van het signaal in de ontvanger.

2. GEBRUIK VAN GEMAAKTE FILTERS VOOR DEMODULATIE VAN COMPLEXE SIGNALEN

Samengestelde signalen die worden gebruikt in codeverdelingssystemen worden, naast een grote basis, gekenmerkt door een hoge redundantie, aangezien alle elementaire signalen die worden gebruikt om één binair codesymbool te verzenden, dezelfde informatie bevatten.

De ontvangst van deze signalen, evenals de ontvangst van eventuele signalen met redundantie, kan element voor element of als geheel worden uitgevoerd. Voor systemen waarbij ShPS wordt gebruikt, is de ontvangst als geheel typisch. Alleen door het samengestelde signaal als geheel te verwerken is het in het bijzonder mogelijk om tijdens de multipadvoortplanting afzonderlijke ontvangst van bundels uit te voeren en geheel andere voordelen van de communicatie via BPS te realiseren.

De ontvangst van ShPS, evenals alle andere signalen, wordt uitgevoerd met behulp van optimale ontvangers die de kans op fouten minimaliseren. Het is bekend dat de structuur van de optimale ontvanger afhangt van het type modulatie, evenals van het aantal signaalparameters dat bekend is op het ontvangstpunt (coherente of onsamenhangende ontvangst, enz.). In ieder geval omvat de optimale ontvanger echter een correlator of aangepast filter en een oplosser. Laten we eens kijken naar het gebruik van SF voor het ontvangen van fase-gecodeerde ruisachtige signalen van FMSPS (Fig. 2), een wijdverbreid type complexe signalen.

Het matched filter (Fig. 2) is gecoördineerd met de NPS, die informatie overdraagt.

Als we de NPS Uk(t) gebruiken, dan is de impulsresponsie van de SF

waarbij a een constante is; T is de duur van de ShPS.

Laten we aannemen dat het signaal Uk(t) wordt gebruikt om “1” van de informatiereeks te verzenden, en het tegenovergestelde signaal -Uk(t) wordt gebruikt om “O” (transmissie (met een actieve pauze) te verzenden).

We zullen de Barker-code (Nе=7) kiezen als de ShPS. Dan

De golfvorm Uk(t) wordt getoond in figuur 3. Bij elkaar passende filters kunnen analoog of discreet zijn. NPS met meerdere frequenties worden verwerkt in meerkanaals SF's, en voor samengestelde signalen van het FMSPS-type worden SF's gebruikt, die zijn gebouwd op basis van een multi-tap delay line (MDL). Als MLZ worden delen van coaxkabel en ultrasone vertragingslijnen gebruikt die gebruik maken van akoestische oppervlaktegolven (SAW). Discreet-analoge SF's op basis van ladingsgekoppelde apparaten (CCD's) zijn ook bekend. De MLZ-bandbreedte mag niet kleiner zijn dan de breedte van het ShPS-spectrum.

Als de samples in een discrete SF met behulp van een ADC worden omgezet in codegroepen, verandert het filter in een digitale SF. Om digitale SF's te implementeren, is het de bedoeling om gespecialiseerde grote en ultragrote geïntegreerde schakelingen (LSI en VLSI) te gebruiken. Het aangepaste filter heeft de eigenschap van invariantie met betrekking tot de amplitude, de temporele positie en de initiële fase van het signaal.

Figuur 3 toont een analoge lineaire SF op een MLZ. Vanwege de opname van faseverschuivers (PS) getoond in figuur 3, is een dergelijk filter consistent met de ruilcodereeks (NE = 7).

Een soortgelijke ontvangstmethode kan worden gebruikt als de signaalvorm Uk(t), het begin en einde van het interval en de draaggolffrequentie van de HF-oscillatie bekend zijn. Alleen de beginfase van de draaggolf is onbekend, maar deze is hetzelfde voor alle elementen van het samengestelde signaal (Fig. 2). In dit geval spreken ze van onsamenhangende ontvangst met coherente accumulatie. De incoherentie van de ontvangst is te wijten aan het feit dat niet het signaal zelf, maar de omhullende ervan wordt toegevoerd aan de ingang van het flitsapparaat. De SF implementeert dus de optimale methode voor het ontvangen van een bekend signaal met een onzekere fase.

Figuur 4a toont de spanning aan de uitgang van de SF Ucф(t), die in realtime de autocorrelatiefunctie herhaalt van de NPS waarmee het filter is afgestemd. Door figuur 2 met figuur 4 te vergelijken, kunnen we verifiëren dat de SF een significant effect heeft op de NPS, en dat de respons van het filter, waarbij de ACF van het signaal wordt herhaald, weinig gelijkenis vertoont met het signaal zelf dat op de NPS werkt. inbreng van de SF.

Figuren 4, 6 tonen de spanning aan de uitgang van de omhullende detector.