Sama. Nyt voimme puhua demodulaattorista. Demodulaation aihe on erittäin laaja ja ansaitsee useamman kuin yhden kirjan. Yritän hahmotella lyhyesti demodulaattorin arkkitehtuuria ja päälohkojen tarkoitusta. Toivon, että tämä artikkeli on hyvä lähtökohta jollekin.

Alkutiedot:

1. Digitoitujen signaalien tiedosto vastaanottimen lähdöstä laajalla taajuuskaistalla. Sinulla on esimerkiksi ADC, jonka näytteenottotaajuus on 200 MHz. Tällaisella ADC:llä voit digitoida signaaleja jopa 100 MHz:n kaistanleveydellä. Analysoi ja demoduloi sitten viivästetyssä tilassa kaikki tämän tiedoston signaalit.

2. Alustavan analyysin tuloksena saadut signaaliparametrit:

• ADC-näytteenottotaajuus
• ADC-kapasiteetti
• kantoaaltotaajuus
• kellotaajuus
• modulaation tyyppi

Kvadratuuridemodulaattorin lohkokaavio

Signaalin näytteenottotaajuus ADC:ssä ei ole signaalin kellotaajuuden kerrannainen ja digitoidussa tiedostossa voi olla useampi kuin yksi signaali (jopa 300). Näistä syistä demodulaattorin lohkokaavio on kuvan 2 mukaisessa muodossa. 1.

Riisi. 1. Koherentin demodulaattorin lohkokaavio

Komposiittimoduulien tarkoitus, koostumus, toimintaperiaate

1. Moduuli tiedostosta lukemiseen. Täällä kaikki on yksinkertaista. Esimerkiksi tiedosto tallentaa 16-bittisiä ADC-näytteitä. Demodulaattori toimii kaksinkertaisella tarkkuudella. Moduuli on suunniteltu lukemaan ADC-näytteitä tiedostosta ja muuttamaan ne kaksoismuotoon. On huomattava, että tässä on yksi hienovaraisuus. Seuraava moduuli on FFT-suodatin, joka käyttää nopeaa Fourier-muunnosta, jolle on välttämätöntä, että käsiteltyjen lohkojen koko on 2:n potenssin kerrannainen. Esimerkiksi 218 = 262144 ADC-näytettä.

2. FFT suodatin. Kuten jo sanoin, tiedosto tallentaa signaalit tietylle taajuuskaistalle. Tiedostossa voi olla paljon tällaisia ​​signaaleja. Jos haluat jatkaa työskentelyä signaalin kanssa, sinun on ensin "leikattava" se poistamalla kaikki tarpeettomat signaalit. Taajuusalueen suodatus sopii parhaiten tähän tarkoitukseen. Yksinkertaisesti sanottuna suodatustoiminto koostuu kolmesta osasta:
— Suoritetaan suora Fourier-muunnos signaalispektrin saamiseksi;
— Signaalispektrin ylimääräisten taajuuksien nollaus. Koska tiedämme signaalin kantoaallon taajuuden ja spektrin leveyden, tämä ei ole vaikeaa;
— Käänteinen Fourier-muunnos suoritetaan.

Tämän seurauksena saamme suodatetun signaalin. Tämä on yksinkertaisesti sanottuna, mutta siinä on useita hienouksia. Tosiasia on, että koska kyseessä ei ole ääretön signaali, vaan rajallisen pituiset lohkot, signaalin vääristymiä esiintyy lohkon reunoilla. Vääristymien poistamiseksi on tarpeen suodattaa päällekkäiset (päällekkäiset) lohkot. Voit lukea tästä lisää artikkelista FFT-analyysi, jossa kirjoittaja puhuu FFT-suodatuksesta.

3. Kvadratuurigeneraattori. Tämän moduulin tehtävä on hyvin yksinkertainen, kuten myös sen toteutus - se on signaalispektrin siirto nollataajuudelle ja kvadratuurikomponenttien I ja Q muodostaminen. Sinun on ymmärrettävä, että lohkon sisäänmenoon syötetään suodatettu signaali. . Matemaattisesti kaikki näyttää hyvin monimutkaiselta. Kiinnostuneet voivat lukea kirjailija Prokis J. kirjan "Digitaalinen viestintä" s. 287, joka alkaa sanoilla "QAM-signaali ja moniasentoinen PM voidaan esittää näin."

Omin sanoin, lähettävällä puolella signaalispektri muodostui kahdesta kvadratuurikomponentista I ja Q, ja meidän tehtävämme vastaanottopuolella oli vastaanottaa ne. Tämä tehdään hyvin yksinkertaisesti. Ensinnäkin suurtaajuinen signaali kerrotaan kantoaalolla, jonka taajuus on yhtä suuri kuin signaalin kantoaalto. Mitä tapahtuu, kun kerrot? Kahden signaalin harmoniset komponentit lasketaan yhteen, vähennetään jne. Olemme kiinnostuneita niiden vähentämisestä. Jos oletetaan, että kerrottujen signaalien taajuudet ovat yhtä suuret, niin vähennettäessä saadaan 0. Näin saadaan signaalispektrin siirto nollaan. Kertomalla saadaan joukko muita harmonisia komponentteja, joita emme tarvitse. . Kuinka päästä eroon niistä, kuvataan alla. Näin saimme ensimmäisen kvadratuurikomponentin. Toisen saamiseksi on tarpeen kertoa sama suurtaajuinen signaali kantoaallon avulla, mutta nyt siirrettynä vaiheessa 90°.

Minun tapauksessani tämä järjestelmä on muuttunut ja minun oli lisättävä kytkin. Tosiasia on, että signaalin kellotaajuuksien hajautus on niin suuri, että joissakin tapauksissa signaali on tarpeen desimoida toisissa interpoloimalla. Kellotaajuudesta riippuen valitaan toinen kahdesta käsittelypiiristä.

Tehtäväni oli kehittää järjestelmä, joka ratkaisee molemmat ongelmat kerralla, koska ne liittyvät läheisesti toisiinsa. Tosiasia on, että desimointi ei ole mahdollista ilman alipäästösuodatusta.

Muutama sana desimaatiosta. Et voi vain heittää pois (poistaa) ylimääräisiä näytteitä signaalista.

Riisi. 2. Desimoinnin pääsääntö

Kaikki näytti yksinkertaiselta. Jos haluat puolittaa näytteenottotaajuutta, poista raportit yhden jälkeen. Jos kolme kertaa, niin jätät joka kolmannen luvun jne. Mutta niin ei käynyt. Desimoinnin toteuttamiseksi on välttämätöntä täyttää ehto, että alkuperäinen signaali ei sisällä taajuuksia, jotka ylittävät desimoidun signaalin Nyquistin taajuuden, muuten desimoinnin aikana tapahtuu aliasointia (spektrien aliasointia).

Esimerkiksi, on signaali, jonka näytteenottotaajuus on 10 MHz, silloin Nyquistin taajuus on 5 MHz (kuva 3, a). Oletetaan, että meidän täytyy desimoida kertoimella 2. Tässä tapauksessa uusi näytteenottotaajuus on 10 / 2 = 5 MHz ja uusi Nyquistin taajuus on yhtä suuri kuin puolet uudesta näytteenottotaajuudesta 5 / 2 = 2,5 MHz (kuva 3 b). Siksi, jotta aliasointiin liittyvään signaaliin ei aiheudu vääristymiä, on ennen ohentamista (poistoa) suoritettava alipäästösuodatus suodattimella, jonka päästökaistan tulee olla pienempi kuin uusi Nyquistin taajuus (kuva 3 p). c).

Riisi. 3. Esimerkki 2-kertaisesta desimaatiosta

Olemme ilmeisesti selvittäneet sivuharmonisten suodatuksen.

Toinen ratkaisematon ongelma on, että näytteenottotaajuus ei ole kellotaajuuden kerrannainen ja ADC-näytteiden määrä kelloa kohti ei ole vakio. Jos nämä ongelmat ratkaistaan, lisädemodulaattoripiiristä tulee universaali eikä se riipu signaalin kellotaajuudesta. Tutkimuksen tuloksena tulin siihen tulokseen, että 10 näytettä per kellojakso on riittävä signaalin jatkokäsittelyyn.

Tarkastellaan nyt lähemmin lohkon vasenta puolta. Näemme, että käytetään 2 desimaatiokaskadia. Tämä johtuu siitä, että jos signaalin kellotaajuus on pieni, desimaatiokerroin tulee niin suureksi ja Nyquistin taajuus niin matalaksi, että alipäästösuodattimen toteuttaminen on vaikeaa. Esimerkiksi 200 MHz näytteenottotaajuudella ja 20 kHz signaalin kellotaajuudella meillä on 200 MHz / 20 KHz = 10 000 näytettä kelloa kohden. Jaamme tuloksena olevan luvun 10:llä, koska haluamme saada kiinteän näytteenottotaajuuden 10*Ft lähdössä. Saamme arvon 10000 / 10 = 1000. Tässä tapauksessa meidän on desimoitava 1000! kerran.

Tämän ongelman ratkaisemiseksi kehitettiin kahden kaskadin vaiheittainen desimaatiokaavio. Tällä lähestymistavalla kaskadien desimaatiokertoimet kerrotaan. Eli 1000-kertaisen desimoinnin toteuttamiseen riittää 2 kaskadia, joiden desimaatio on 25 ja 40. Jos desimointikerroin ei ole suuri, käytetään vain yhtä kaskadia. Desimaatiokertoimet valitaan siten, että lopullinen näytteenottotaajuus saadaan mahdollisimman lähelle 10*Ft.

6. Moduulit toimivat 10*Ft taajuudella. Tästä vaiheesta alkaen kaikki demodulaattorimoduulit toimivat samoissa olosuhteissa alkuolosuhteista riippumatta. Tämä on erittäin kätevä virheenkorjaukseen ja antaa sinun käyttää seuraavia moduuleja erilaisiin ratkaisuihin. Itse asiassa ennen tätä oli valmisteluvaiheita. Nyt demodulaatio alkaa. Tämä ratkaisu on kätevä myös siksi, että edelliset vaiheet voidaan hylätä, jos sinulla on digitoidusta signaalista kompleksisia näytteitä, joiden näytteenottotaajuus on 10*Ft. Toisin sanoen on mahdollista soveltaa demodulaatiomenetelmää, kun signaalin suodatus, kvadratuurimuodostus ja desimointi suoritetaan laitteistossa. Tämä ratkaisu lisää demodulaationopeutta suuruusluokkaa.

Miksi 10*Ft? Numero 10 saatiin kokeiden tuloksena. Halusin parantaa vaiheensiirtimen ja sovitetun suodattimen laatua, mutta en menetä liikaa käsittelynopeutta.

7. Vahvistin. Suorittaa signaalinäytteiden kertomisen automaattisen vahvistuksensäätöjärjestelmän (AGC) lähdöstä saadulla arvolla.

8. Vaiheen vaihtaja. Signaaliparametreja määritettäessä saimme virheen kantoaaltotaajuuden määrittämisessä ja virheen alkuvaiheessa. Virhe signaalitaajuuden määrittämisessä johtaa siihen, että signaalikonstellaatiossa olevat pisteet pyörivät jatkuvasti. Pyörimissuunta (myötäpäivään tai vastapäivään) riippuu virheen merkistä. Oletetaan, että määritimme signaalin taajuuden ilman virhettä tai eliminoimme virheen, mutta emme tiedä signaalin alkuvaihetta. Virhe alkuvaiheen määrittämisessä johtaa siihen, että signaalikonstellaatio kallistuu kulman verran, joka on yhtä suuri kuin määrityksen virhe. Vaiheensiirrinmoduuli poistaa nämä virheet. Sen tehtävänä on estää signaalikonstellaation pyöriminen ja kallistuminen. Vaiheensiirrin toimii jatkuvasti, koska signaalin kantoaaltotaajuus ei välttämättä ole vakio.

9. Sopiva suodatin. Lähetettäessä signaaleja siirtonopeuden ja signaalispektrin leveyden välillä on aina taistelu. Tosiasia on, että mitä suurempi lähetysnopeus, sitä laajempi signaalispektri. Tiedonsiirtojärjestelmissä tarjotun palvelun hinta riippuu signaalispektrin leveydestä. Asialla on toinenkin puoli. Signaalit lähetetään digitaalisia viestintäkanavia pitkin suorakaiteen muotoisina pulsseina. Suorakaiteen muotoisella pulssilla on ääretön spektri. Äärimmäinen tiedonsiirron tapaus on, kun "0" ja "1" (neliöaalto) lähetetään peräkkäin. Meikerspektri on verrannollinen sinc(x)-funktioon.

Spektrileveyden pienentämiseksi lähetyspuolella signaali suodatetaan korkeataajuisten komponenttien poistamiseksi, mutta suodatus aiheuttaa symbolien välisiä häiriöitä. Jos tiedät suodatuksen lain (säännön), voit vastaanottavalla puolella suorittaa käänteisen muunnoksen, joka eliminoi symbolien välisten häiriöiden haitalliset vaikutukset. Tätä vastaava suodatin tekee.

10. Desimaattori 5:llä. Vähentää näytteenottotaajuutta 10*Ft:sta 2*Ft:iin. Siten desimaatiokerroin on 5.

11. Moduulit, jotka toimivat 2*Ft:n taajuudella. Tästä vaiheesta lähtien kaikki demodulaattorimoduulit toimivat 2*Ft:lla (kaksinkertainen kellonopeus). 2*Ft on minimitaajuus, jolla adaptiivinen korjain ja ratkaisija voivat toimia.

12.Mukautuva korjain. Ilmakehän läpi kulkevan signaalin seurauksena tai esimerkiksi rakennuksista tulevan signaalin heijastumisen seurauksena sen päälle asettuu epälineaarinen häiriö, jonka ominaisuudet liittyvät läheisesti tiedonsiirtokanavan ominaisuuksiin. Adaptiivisen taajuuskorjaimen tarkoituksena on laskea tiedonsiirtokanavan ominaisuudet ja eliminoida sen vaikutus signaalin laatuun.

13. Päätöksen tekeminen. Demodulaattori suola. Tässä tehdään päätös signaalikonstellaatiossa hyväksytystä pisteestä. Hyväksytty piste "vedetään" vertailupisteeseen minimietäisyyskriteerin mukaisesti. Käyttämällä kahta tason pistettä (hyväksytty ja referenssi) lasketaan virheet automaattiselle vahvistuksen ohjausjärjestelmälle, kantoaallon palautusjärjestelmälle ja kellon palautusjärjestelmälle.

14. Palautesilmukat. Vahvistimelle (7) automaattinen vahvistuksensäätöjärjestelmä (AGC) laskee kertoimen, jolla signaali on kerrottava, jotta se mahtuu kokonaan signaalikonstellaatioon. Vaiheensiirtimelle (8) kantoaallon palautusjärjestelmä (CRS) laskee virheen kantoaallon taajuuden ja sen alkuvaiheen määrittämisessä. Desimointilohkoille (5) kellon synkronointijärjestelmä laskee virheen kellotaajuuden ja sen alkuvaiheen määrittämisessä.

Siinä näyttää olevan kaikki. Siitä tuli jopa enemmän kuin suunnittelin. Toivon todella, että tiedoistani on jollekin hyötyä.

AM DEMODULAATTORI KENTTÄTRANSISTORIIN

Kuva 12.1

Yllä olevan piirin mukaisesti koottu kenttätransistoridemodulaattori toimii vähintään 100 MHz taajuudella. Demodulointi tässä piirissä ei tapahdu tavalliseen tapaan emitteriliitoksen diodiominaisuuksien vuoksi, vaan lähdevirran ominaiskäyrän selvän kaarevuuden vuoksi hilajännitteestä alhaisella virralla. Siten tulojännitteellä 0,1 V^ ilmaisutulos on paljon lineaarisempi kuin käytettäessä diodia ilmaisimena.

WIDEBAND AM DEMODULAATTORI

funkamatööri, Berliini, nro. 4/96, s. 413 Kuva. 12.2

Joillakin amplitudimoduloiduilla vastaanottimilla on kapeampi kaistanleveys kuin kapeakaistaisillaa. Tässä tapauksessa voit eristää välitaajuuden signaalin ennen demodulointia ja reitittää sen kaaviossa näkyvään piiriin AM-radiolähetysten paremman vastaanoton saamiseksi.

OBP/AM/FM-DEMODULAATTORI MC1496-SIRULLA

Lineaariset/liitäntäpiirit, Motorola, 1993 Kuva. 12.3

Kun vastaanotetaan signaali yhdellä sivukaistalla (SBS) ja vaimennetulla kantoaallolla, riittää, että jälkimmäinen palautetaan millä tahansa käytettävissä olevalla menetelmällä, kun taas esto on tarpeen amplitudi- ja vaihemodulaatioille. Leikkausefekti mahdollistaa AM-signaalin syöttämisen suoraan kantoaaltotuloon, kunhan AM-signaalin amplitudi on riittävä.

SYNKRONINEN LISÄDEMODULAATIOLAITE

Ehdotetussa piirissä tulopuskuriaste on koottu transistorille Ti. Transistori T2 on osa aktiivista suodatinta

funkamatööri, Berliini, nro. 9/1999, s. 992 Kuva. 12.4

induktanssi, jonka viritystaajuutta voidaan säätää säädettävällä kondensaattorilla C 2. Muuttuva vastus R1 mahdollistaa kaistanleveyden säätämisen siten, että vain kantoaaltotaajuussignaali saavuttaa sirun A2. Keskipisteen P1 siirtymisen jälkeen piirissä tapahtuu värähtelyjä, jotka tulosignaalin kantoaaltotaajuus voi synkronoida. Sirun A1 nastassa 7 kantoaaltotaajuuteen lisätty tulosignaali vahvistetaan erikseen sirulla A2. Myös kantoaaltotaajuuteen vaikuttavan selektiivisen häipymisen tapauksessa demodulaatiotulokset ovat melko hyviä.

SYNKRONINEN ILMAISIN AUTOMAATTISELLE OHJAUKSELLA

Laite voi toimia passiivisesti tai aktiivisesti riippuen muuttuvan vastuksen P1 asennosta. Ensimmäisessä tapauksessa transistoreiden T1 ja T2 muodostama negatiivinen vastus kaventaa värähtelevän LC-piirin kaistanleveyttä siten, että kantoaaltotaajuus. kondensaattorin C5 läpi kulkeva suodatetaan kapeaksi nauhaksi. Toisessa tapauksessa transistorit T1 ja T2 alkavat toimia oskillaattorina, joka voidaan synkronoida kapealla alueella satunnaisen signaalin kantoaaltotaajuudella, kun kytkin on "manuaalisessa" asennossa. "Automaattisessa" asennossa automaattinen säätö tapahtuu useiden kilohertsien kaistanleveydellä. Lisäksi automaattinen ohjaus voi P1-liukusäätimen asennosta riippuen vaikuttaa joko kantoaaltotaajuuden suodatukseen tai tämän kantoaaltotaajuuden korvaavaan generaattoriin. Käyttö passiivisessa manuaalisessa tilassa vaatii erittäin tarkat asetukset. On paljon kätevämpää tehdä tämä säätö "passiivisessa automaattisessa" tilassa, mutta kantoaaltotaajuuden häipyessä (selektiivisessä) on olemassa vaara, että suodatinasetus "liukua" jollekin viereiselle taajuudelle. "Aktiivinen manuaalinen" käyttötilassa synkronoinnin etsimiseen voi liittyä epämiellyttävä vihellys, mutta on mahdollista kuunnella asemia yhdellä sivukaistalla. "Active auto" -käyttötilassa tätä ei tapahdu paitsi silloin, kun yhteen sivukaistaan ​​liittyy vaimentamaton kantoaaltotaajuus, mutta kuten edellä todettiin, säätö voi johtaa viritystaajuuden "ryyppäämiseen". Voit valita operaatiovahvistimen A1 vahvistuksen käytettävissä olevan tulosignaalin amplitudin mukaan. Kahden vaiheenvaihdon jälkeen

funkamatööri, Berliini, nro. 9/1999, s. 993 Kuva. 12.5

±45°:ssa transistorit T3 ja T5 tuottavat signaaleja, jotka on siirretty vaiheessa 90°. Seuraavaksi integroitu piiri IC1 palvelee modulaatiota, kun taas IC2 luo viritysjännitteen, joka toimii "automaattisessa" tilassa BB909A varicapissa. "Taajuus"-osoitin (nolla asteikon keskellä) on hyödyllinen vain "automaattisessa" tilassa, kun taas "amplitudin" ilmaisin, jota ohjaa demodulaatio DC-komponentti, on hyödyllinen "manuaalisessa" tilassa.

AM 6-70 MHz DEMODULAATTORI TDA9S30-SIRULLA

Riisi. 12.6

Tämä laite on suunniteltu ensisijaisesti käytettäväksi televisiopiireissä. Automaattinen vahvistuksen säätöalue on 66 dB, signaali-kohinasuhde on 53 dB 10 mV tulolla, äänen kaistanleveys on 20 Hz - 100 kHz.

IF JA DEMODULAATTORI KAUKO-OHJAUKSI U431ZV-SIRUlle

Yo\e d'hakemus TEMIC, MUUKAISI 012, MUUKAISIN 013, MUUKAISIN 014,1996 Riisi. 12.7

Annettu hälytin-, suoja- tai ovenavauslaitteiden kauko-ohjausjärjestelmä sisältää vahvistimen, demodulaattorin ja digitaalisen signaalinmuodostuspiirin. Niin kauan kuin tulosignaalin taso (nasta 9) on alle 40 dBµV, toimivat vain vahvistin ja AM-demodulaattori, mutta heti kun tämä kynnys ylittyy, monostabiili kytkeytyy päälle. Tämä laite antaa virtaa muille piirin osille ja kääntää nastan 10 tilaan "1" (mikroprosessorin tehonsäätö).

Pintaan 3 kytkettyjen RC-komponenttien aikavakio määrää valmiustilaan palaamisen keston, kun taas nastoissa 6 ja 7 se on komparaattorin vaste, jota tulee tarvittaessa mukauttaa käytetyn lähetyskoodin mukaan. AGC:n aiheuttamien väistämättömien signaaliviiveiden estämiseksi on käytettävä logaritmista AM-demodulaattoria. IF-tuloimpedanssi (8-12 MHz) on 330 ohmia rinnakkaiskapasitanssilla 5 pF. On myös versio, jossa on vertailija ilman invertteriä U4311.

KAPEAN ALUEEN SYNKRONINEN DEMODULAATTORI

Kuvassa esitetyssä synkronisessa demodulaattorissa. 12.8, automaattisen ohjauksen vaikutusta ei käytetä. Muuttuva vastus P1 siirtyy kapeakaistaisen suodattimen toiminnasta oskillaattorin toimintoon, joka on viritetty 100 Hz:n kantoaaltotaajuudelle. Potentiometrillä P 2 voit virittää suodattimen tarkasti kantoaaltotaajuudelle.

FM-DEMODULAATTORI HE564-SIRULLA

Kuvassa 12.9 demodulaattori on tarkoitettu lennätykseen. Laite toimii vaihtamalla 1 MHz:n taajuutta 10,8 MHz:n taajuuden ympärille. VCO toimii kuitenkin 50 MHz:n taajuuksilla vähintään 25 %:n raja-alueella. Valmiustilan taajuus määräytyy nastojen 12 ja 13 väliin asennetun kondensaattorin kapasitanssin mukaan. Lähetysnopeus voi olla 1 Mbaud.

funkamatööri, Berliini, nro. 9/1999, s. 992. Kuva. 12.8

Note d'application AN 1801, Philips Semiconductors Kuva. 12.9

QPSK-DEMODULAATTORI SDA6310 IC:ssä

Tämä laite käsittelee neljän tilan vaihekytkentäisiä (QSPK) -moduloituja signaaleja ja on tarkoitettu käytettäväksi satelliittitelevisiossa. Taajuusalueet ovat 35-120 MHz QSPK-kantoaaltotaajuudelle ja 70-120 MHz oskillaattorille. Piiri toimii 40,15 MHz taajuudella. Tulotason (nastat 3 ja 4) tulee olla 50 - 100 dBµV.

QUAD DEMODULAATTORI TDA8040T IC:ssä

Tällainen demodulaattori toimii taajuuksilla 10,7 - 150 MHz, vahvistuksella vähintään 21 dB I- ja Q-kanavilla, joiden kaistanleveys on 25 MHz. Generaattorin resonanssipiiri voidaan korvata ulkoisella lähteellä, joka pystyy toimittamaan jännitteen, jonka huipusta huippuun jännite on vähintään 100 mV.

Dokumentaatio Philips kuva. 12.11

QUADRATURE DEMODULAATTORI l/Q TsRS2781-SIRULLA

Kaavio näyttää demodulaattorin, jossa on sisäänrakennettu laite 90 e:n vaihesiirrolle, kohinakerroin 13 dB, tuloimpedanssi 30 ohmia.

QUADRATURE I/O-DEMODULAATTORI TsRS2766-SIRULLA

Asiakirja N.E.C. Ei. PI0193EJ3V0DS00, 1996 Riisi. 12.I3

Tämän demodulaattorin vahvistus on 20 dB ja kohinaluku 21 dB. Välitaajuus voidaan valita välillä 0 - 200 MHz. Lähtösignaalien amplitudi kasvaa 1,5 V:iin taajuuden kasvaessa.

Aiemmin tutkimme signaaleja, joissa on vaihe- ja taajuusmodulaatio PM ja FM. Tässä artikkelissa tarkastellaan informaatiokomponentin erottamista kaistanpäästöradiosignaalista kulmamodulaation aikana. Lukijan oletetaan tuntevan kvtoimintaperiaatteen.

Olkoon tulokaistanpäästösignaali vaihemodulaatiolla:

(1)

Missä on tulosignaalin amplitudi, on signaalin kantoaaltotaajuus, on PM-signaalin vaihepoikkeama (vaihemodulaatioindeksi) ja on moduloiva signaali, joka on poimittava .

Oletetaan, että moduloiva signaali ei ylitä suuruusyksikköä.

Kvadratuurisella paikallisoskillaattorilla valitsemme signaalin vaiheverhokäyrän kuvan 1 mukaisesti.

Kuva 1: Monimutkainen verhokäyrän erottaminenilla

Kun alkuperäinen signaali on kerrottu kvadratuurikomponenteilla, saadaan:

(4)

Lausekkeesta (3) voimme ilmaista:

(7)

Siten epäkoherentti vastaanotto johtaa taajuuden purkamiseen verrannollisen lineaarisen komponentin ja satunnaisen alkuvaiheen lisäämiseen demoduloituun signaaliin. Tässä tapauksessa alkaa näkyä toinen vaikutus, joka on arctangentin jaksollisuus. Jos lineaarinen termi ylittää moduulin , niin arktangentin jaksotuksesta johtuen lähtö on "saha", kuten kuvassa 2 on esitetty. Jakson eliminoimiseksi käytetään arctangentin purkamisfunktioita.

Kuva 2: Arktangentin jaksollisuuden vaikutus

Siten PM-signaalin vastaanottaminen edellyttää koherenttia käsittelyä, muuten demoduloitu signaali voi vääristyä. Käytännössä analogista PM-modulaatiota ei käytetä laajasti näiden haittojen vuoksi. Kuitenkin digitaalinen vaihemodulaatio, kun moduloiva signaali on digitaalinen, on löytänyt valtavan sovelluksen. Digitaalisessa vaihemoduloinnissa moduloiva signaali koostuu suorakaiteen muotoisista pulsseista ja vaihe muuttuu äkillisesti ja saadaan vaihesiirtoavainnus (PSK), mutta tätä käsitellään tarkemmin seuraavissa osioissa. Palaamme taajuusmodulaatioon. FM-taajuusmodulaatiolla alkuperäinen moduloiva signaali on integroitu:

Vaiheverhokäyrän eriyttämisen jälkeen saamme hetkellisen taajuuden:

(10)

Huomaa, että derivaatan ottamisen jälkeen taajuusepäsopivuus vaikuttaa vain demoduloidun signaalin DC-komponenttiin, joka ei yleensä kuljeta tietoa ja joka voidaan poistaa ylipäästösuodattimella. Kuitenkin ennen erilaistumista jäi jäljelle arktangentti, jolla oli "epätoivottu jaksollisuus". Päätetään siitä eroon laskemalla lausekkeen (10) arktangentin derivaatta kompleksisen funktion derivaatana:

Normalisoitu alkuperäinen moduloiva signaali on esitetty kuvassa 4. Alkuperäinen moduloiva signaali suoritti signaalin taajuus- ja vaihemodulaation kantoaaltotaajuudella 25 kHz FM-modulaation taajuuspoikkeaman ollessa 2 kHz ja PM-vaihepoikkeaman ollessa 7.

Kuva 4: Alkuperäisen normalisoidun moduloivan signaalin oskillogrammi	Kuva 5: Vaihedemodulaattorin lähtö ilman arktangentin jaksollisuuden paljastamista
Kuva 6: PM- ja FM-demodulaattoreiden lähtö normalisoinnilla ja arktangenttilaajennuksella paikallisoskillaattoritaajuuden hienosäädöllä	Kuva 7: PM- ja FM-demodulaattoreiden lähtö normalisoinnilla ja arktangentti avaamalla paikallisoskillaattorin taajuuden virityksellä

Kuvassa 5 on esitetty vaiheilmaisimen lähtö PM-signaalia demoduloitaessa.

Voidaan nähdä, että arktangenttilähdössä on ilmeisiä vaihejaksoisuuden aiheuttamia vaiheylikuormituksia. Kuvassa 6 on esitetty arktangentin jaksollisuus ja vastaavat PM- ja FM-demodulaattorien normalisoinnit, kun paikallisoskillaattorin taajuutta hienosäädetään FM- ja PM-signaalin kantoaaltotaajuudelle. paikallisoskillaattorin taajuudella, FM-demodulaattorin lähdössä oleva signaali toistaa täysin alkuperäisen moduloivan signaalin ja PM-demodulaattorin lähtöä siirretään DC-komponentilla, joka on verrannollinen satunnaiseen alkuvaiheeseen.

Kuvassa 7 on esitetty signaali PM- ja FM-demodulaattorien lähdössä, jossa paikallisoskillaattorin taajuuden viritys on 100 (PM-signaalin tapauksessa) ja 500 Hz (FM-signaalille). että FM-signaalin taajuuden viritys siirtää vain DC-komponenttia FM-demodulaattorin lähdössä, kun taas PM-demodulaattorin lähdössä lisätään lineaarinen termi suhteellisuuskertoimella, joka riippuu paikallisoskillaattorin taajuuden virityksestä.

Tarkastellaan nyt kysymystä arctangentin jaksollisuuden paljastamisesta. Tätä varten käytetään purkausalgoritmeja, joita on useita vaihtoehtoja. Ensimmäinen vaihtoehto on havaita vaihehypyt arktangentin lähdössä lähellä radiaaneja. Tämän algoritmin toimintaperiaate on esitetty kuvassa 8.

Melun ja signaalin näytteenoton vuoksi. Tässä tapauksessa on mahdollista, että vaihehyppy puuttuu ja syntyy väärä signaali.

Toinen vaihtoehto arktangentin jaksollisuuden paljastamiseksi on seuraava. PM-signaali demoduloidaan FM-demodulaattorilla kohdan (11) mukaisesti käyttäen kuviossa 3 esitettyä rakennetta. Tuloksena saadaan hetkellinen taajuus, joka on yhtä suuri kuin vaiheen derivaatta.

Toinen, ehkä paras tapa paljastaa arktangentin jaksollisuus, joka on saanut laajan käytön digitaalisissa järjestelmissä vaihesiirtoavainnuksella, on estää vaihetta liikkumasta enemmän (ts. estämällä arktangentin jaksollisuus) vaiheen avulla. -lukitun silmukan seurantapiirit, joita käsitellään yksityiskohtaisesti tässä artikkelissa.

Näin ollen pohdimme PM- ja FM-demodulaattoreiden rakentamisen kysymyksiä. He osoittivat, että PM-signaalille paikallisoskillaattorin taajuuden purkaminen johtaa lineaariseen termiin PM-demodulaattorin lähdössä ja FM-signaalin tapauksessa taajuusvirityksen yhteydessä vain vakiokomponentti PM-demodulaattorin lähdössä. demodulaattorin vaihdot.

Avausalgoritmit arktangentin jaksollisuuden paljastamiseksi esitetään. Demodulaattorit Ja modulaattorit

ovat muuntavia laitteita ja niitä käytetään muuntamaan AM-signaalit analogiseen muotoon (demodulaattorit) ja analogiset signaalit AM-muotoon (modulaattorit). Suunnittelultaan nämä laitteet ovat käännettäviä, eli vaihtamalla tällaisen laitteen tuloa ja lähtöä, voit saada modulaattorin demodulaattorista ja päinvastoin.

Rakenteellisesti näiden muuntajien toiminta perustuu nopeiden kytkinlaitteiden käyttöön. Tällaisina laitteina käytetään mekaanisia releitä (yleensä polarisoituja), diodipiirejä tai piirejä, joissa on transistorit avainmoodissa. Suunnitteluperiaatteen mukaan demodulaattorit ja modulaattorit ovat yksiaaltoisia tai täysaaltoisia.

Polarisoituun releeseen perustuva puoliaaltodemodulaattori

Tarkastellaan polarisoituun mekaaniseen releeseen perustuvan puoliaaltodemodulaattorin toimintaperiaatetta. Muuntimen piiri on esitetty kuvassa. 4.3.

Riisi. 4.3. 1 Tuloamplitudimoduloitu jännite syötetään muuntajan Tr ensiökäämiin. Muuntajan toisiokäämistä otettu jännite syötetään ajoittain demodulaattorin lähtöön polarisoidun releen käämiin syötettävän verkkojännitteen napaisuuden mukaisesti. Polarisoidussa releessä on kolmen koskettimen ryhmä. Siirrettävä keskikosketin (2 sulkeutuu yhdellä äärimmäisestä kiinteästä 3) tai 2, riippuen releen käämitykseen syötettävän verkkojännitteen napaisuudesta. Demodulaattori käyttää vain yhtä kiinteää kosketinta

joka sulkeutuu vain yhdellä verkkojännitteen napaudella relekäämissä. Kuvassa Kuva 4.4 näyttää aaltomuodot demodulaattorin tuloissa ja lähdöissä.

Huomaa, että lähtösignaalin napaisuus riippuu tulo- ja verkkosignaalien vaihesuhteesta. Esimerkiksi kuvassa 2 esitetyssä tapauksessa. Kuviossa 4.4 verkon ja tulosignaalien vaiheiden yhteensopivuus johtaa tulosignaalin positiivisten puolijaksojen ilmaantumiseen demodulaattorin lähdössä. Siinä tapauksessa, että verkon ja tulosignaalien vaiheita siirretään 180° suhteessa toisiinsa, demodulaattorin lähdössä ilmaantuu sisääntulosignaalin negatiivisia nollajaksoja. Tästä syystä demodulaattoreita kutsutaan joskus vaiheherkät tasasuuntaajat(FChV).

Demodulaattorin lähtösignaalin aaltoilutaso on melko korkea, ja sen tasoittamiseksi käytetään alipäästösuodatinta, joka on esitetty kuvassa. 4.3 katkoviiva. Tämä suodatin on passiivinen aperiodinen (inertiaalinen) elementti. Tyypillisesti vastuksen rooli vastus I f suorittaa demodulaattorin tulosignaalilähteen sisäisen aktiivivastuksen, joka on vähennetty muuntajan lähtökäämiin Tr, ja kondensaattorin kapasitanssin arvoon S f on valittu. Tämä valinta riippuu tällaisen suodattimen aikavakiosta, joka määritellään seuraavasti T f = I F S F. Mitä suurempi tämä vakio, sitä tehokkaammin pulsaatiot tasoittuvat.

Arvioidaan tällaisen demodulaattorin lähetyskerroin tulomuuntajan yksikkölähetyskertoimella. Olkoon tuloamplitudimoduloidun signaalin amplitudi kiinteä. Sitten

Demodulaattorin lähtösignaalin muoto tässä tapauksessa on esitetty kuvassa. 4,5, A. Tämä signaali voidaan esittää kahden komponentin summana: vakiokomponentti U 0 ja muuttuva (sykkivä) komponentti Yx(t), esitetään vastaavasti kuvassa. 4,5, biv.

Arvioimalla lähtösignaalin keskiarvon yhden jakson aikana ja edelleen, ottamalla lähtösignaalin keskiarvon suhde AM-tulosignaalin amplitudiin, saadaan yksijaksoisen demodulaattorin lähetyskerroin:

Muuttuvan komponentin Y,(?) Fourier-sarjan laajennus, esitetty kuvassa. 4.5, sisään, jaksolla T antaa pää (ensimmäisen) gar- amplitudin arvon

ja, Uurna

Monica U ( = -.

Riisi. 45. Demodulaattorin lähtösignaalin muoto sisääntulon AM-signaalin kiinteällä amplitudilla ( A), vakiokomponentti (b) ja lähtösignaalin muuttuva komponentti (in).

Tämän harmonisen taajuus on sama kuin kantoaaltotaajuus. Kaikilla harmonisilla, joilla on suurempi luku, on pienenevät amplitudit. Vähenemisaste riippuu suoraan harmonisen luvun arvosta. Lisäksi mitä suurempi harmoninen luku on muuttuvan komponentin K,(0 demodulaattorin lähdössä) laajennuksessa, sitä enemmän inertialinkin muodossa oleva suodatin vaimentaa sitä. Siksi on tarpeen yrittää tasoittaa perustaa (ensimmäistä) harmonista niin paljon kuin mahdollista. Kaikki muut suurempien luvut heikentyvät.

Palatakseni suodattimen aikavakioon demodulaattorin lähdössä, on muistettava, että tämä suodatin lisää avoimen silmukan järjestelmän ominaisyhtälön järjestystä ja voi johtaa suljetun silmukan järjestelmän laadun heikkenemiseen ja jopa sen vakauden menettämiseen, jos kasvu on liiallista. T f. Käytännössä suodatusaikavakiota valittaessa pyritään tyydyttämään epäyhtälö

missä ср on avoimen silmukan järjestelmän rajataajuus.

Viimeinen epäyhtälö takaa ylimääräisen vaihesiirron avoimen silmukan järjestelmän rajataajuudella, joka ei ylitä -5°.

Mekaanisiin releisiin perustuvien demodulaattoreiden ja modulaattoreiden suurimmat haitat ovat niiden suhteellisen alhainen luotettavuus ja rajoitettu toimintataajuus, joka ei ylitä 1 kHz. Näiden puutteiden poistamiseksi tällaiset muuntimet rakennetaan käyttämällä puolijohdediodeja tai käyttämällä transistoreita avaintiloissa. Diodipiirit ovat harvinaisempia, koska ne edellyttävät diodien ja liitäntävastusten huolellista valintaa piirien tasapainottamiseksi tulosignaalin puuttuessa. Näistä syistä emme käsittele niitä. Tarvittaessa voit viitata asiaankuuluvaan kirjallisuuteen.